UNIVERSUMS HISTORIA | PemE1 | Elektronikens grunder | 2012V7 a BellDHARMA production  |  Senast uppdaterade version: 2016-10-20 · Universums Historia

 

innehåll denna sida · webbSÖK äMNESORD på denna sida Ctrl+F · sök ämnesord överallt i SAKREGISTER  ·  förteckning över alla webbsidor

 

Bildkälla: Författarens arkiv · MONTAGE: 11Jun2013  E12  Bild 105 — 24Maj2010 R Bild84 · Nikon D90 • Praktisk Elektromekanik — Se även från HUVUDDOKUMENTET MED ÄMNESORIENTERING

 

 

sök ämnesord överallt inom ELEKTRONIKEN i separat sakregister för Praktisk Elektromekanik i  sakregister elektroniken  

 

 

        Gammaprojektets alla dokument — Maj2012-Jul2016

 

PBSR | Stabil spänning | Dioden | Transistorn | TYRISTORN | Operationsförstärkaren | Grindar

 

ELEKTRONIKGRUNDERNA

 

Elektronikbegreppen — översikt — InledningSe även från HUVUDDOKUMENTET MED ÄMNESORIENTERING

ELEMENTÄRA

 

Spänningsdelaren

Dioden

 

 

 

Transistorn

TRANSISTORN

TRANSISTORN

TRANSISTORN

Tyristorn

 

 

 

U/UR2

=

R1

      ——— + 1

R2

Dioden                    

Zener-                     

Schottky-                  

Lys- [LED]                  

Foto-                

 

 

 

RCbasic

PN

 

 

 

NPN

PNP

Nch

Pch

PNPN

 

AVANCERADE

 

Operationsförstärkare             

Komparatorn · Icke inverteraren · Spänningsföljaren · Inverteraren · TransResistansförstärkaren · Inverterande Summeraren · Icke inverterande summeraren · Differentialförstärkaren ·

 

Grindar                                                          

 

Spänningsreglering PBSR              

 

 

 

Inledning Elektronikgrunderna

 

BILDKÄLLA: Författarens arkiv · MONTAGE:  22Jul2013 E22 Bild41 — 22Mar2013  E  Photo  Bild aTransistorEnc · Nikon D90

 

 

PRAKTISK ELEKTROMEKANIK — finmekanik för hobby och amatörer — Se även från HUVUDDOKUMENTET MED ÄMNESORIENTERING

 

 

 

Sammanfattande relaterad genomgång av De Absolut Viktigaste

Elektronikgrunderna — Se även från HUVUDDOKUMENTET MED ÄMNESORIENTERING

Från en privat engelsk originalförfattning (2001) — av BellDharma Jul2012|Mar|Apr|Maj|Sep2013

GRUNDBEGREPPEN INOM ANALOG OCH DIGITAL ELEKTRONIK

 

Utnyttja FRÄMST EngelskaWebben@INTERNET:

ELEKTRONIKBEGREPPEN, TERMERNA OCH PRAKTIKEN FINNS REDAN utomordentligt väl beskrivna i och genom de olika elektronikfabrikanternas ofta bibeltjocka databöcker: komponentdata med termförklaringar, ofta utomordentligt väl författade och superbt illustrerade med tillämpningar i minutiösa praktiskt upplysande exempel — åtminstone under datorrevolutionens guldålder (decennierna 1980-1990):

 

Intel, Intersil, RCA, Fairchild, Texas Instruments, Philips, National Semiconductor, PMI, Motorola, International Rectifier, Analog Devices, m.fl. är några av de främsta som kom att uppta flera hyllmeter i mitt eget arkiv.

 

— Innehållet i denna presentation — elektroniken generellt — baseras HELT på dessa nämnda grundkällor (samt en del ytterligare som redovisas, beskrivs och förklaras löpande).

— Webben @INTERNET innehåller idag (Sep2013) en uppsjö av olika elektroniska referenser som vi — numera lätt — kan söka efter och hitta för våra personliga önskemål om det gäller exempel med beskrivningar (och i vissa fall kanske också vissa avgörande förklaringar).

— Följande framställning får därför INTE förstås som någon UTTÖMMANDE »redovisning av elektroniken enligt Universums Historia»; Universums Historia bygger på elektronikgrundernas praktik — logiska kretsar med exakt preciserad funktion — ifall nu någon hade missat det.

                                                                                                                                       

Statisk elektricitet, kolliderande nanopartiklar och gammasensorer

Framställningen här visar en (starkt komprimerad) sammanfattning av elektronikgrunderna. Detaljerna används som REFERENSER SPECIFIKT I UNIVERSUMS HISTORIA till de olika praktiskt elektroniska byggprojekten. De mest framträdande berör direkt vad som i Universums Historia framkommit i intresse för den rent instrumentella — praktiskt mätande — delen: påvisandet av en del av de avgörande olika fenomendetaljer som fysikbeskrivningen i Universums Historia behandlar typ statisk elektricitet, kolliderande nanopartiklar (Kanonläge för gammatest), gammasensor. Konstruktionen av dessa innefattar detaljer i finmekanik [Se från PRAKTISK ELEKTROMEKANIK PemM1] som också kräver (avancerade) beskrivningar för den som själv vill konstruera liknande. DEN REDAN ETABLERADE MEKANIKDELEN är emellertid tyvärr (ännu Sep2013) långt ifrån lika väl beskriven som elektroniken. Det har starkt bidragit till att mekanikdelen alls kommit med i Universums Historia [Jämför avsaknaden av KRAFTLÄRAN i den moderna akademins lärosystem — se från GT-action : man förstår inte (Se Citat), har ingen ordnad formulering för, aktion och reaktion i dynamiken].

 

 

Strömförsörjningen, översikt

 

Den traditionella Strömförsörjningens olika steg — från kraftnätets [AC 50-60Hz] till användbar likström [DC]

TYPEXEMPEL MED SÄKRADE OCH STÖRNINGSSKYDDADE INGÅNGAR

 

 

 

Se utförlig beskrivning i STRÖMFÖRSÖRJNINGEN FRÅN BÖRJAN.

 

 

INLEDNING

 

FRÅN ELEMENTÄRT TILL AVANCERAT

GRUNDLÄGGANDE ELEKTRONIK              

För Dig som vill kunna bygga egna kretsprojekt på säkra — redan väl experimentellt bekanta — baskunskaper

 

 

ORIGINALFÖRFATTNINGEN (författarens privata arkiv) PÅ ENGELSKA (från 2001) är i WebbLjuset (2013) delvis klumpig (föråldrad) i referenserna;

— Vid originalförfattningens tiderum fanns för min del inget internetbegrepp.

— För att göra basinnehållet (mera) levande och användbart har jag därför delvis omarbetat — strängt förenklat — basförfattningen, och anpassat den till en mera SnabbÖversiktlig svensk grundbeskrivning — med originalförfattningens värdefulla referenser bevarade.

— Följande är, frånsett vissa avsnitt, en bearbetad anpassning för att försöka framhäva det som amatören — den hungrande slumrande elektronikIngenjören — letar mest febrilt efter.

 

 

BASREFERENSER

RC-matematikenBASIC — resistanser och kapacitanser i serie och parallell enligt grundfysikens matematik

 

                                                                                                                                                   

VERKTYG — vi måste ha dem:

kopplingsdäck

mätinstrument för spänning och ström

elektronikkomponenter

verkstadsmekanisk utrustning för bearbetning av material och konstruktion

material — rör, stänger, plåt, skruv&mutter, kretskortslaminat, plexiglas, etc.

verktyg för materialbearbetning — främst elektroniktänger (FIN avbitare, plattång, tång med räfflad gripyta), lödutrustning

 

 

 

STRÖMflödesNOMENKLATUR

 

STRÖMflödesNOMENKLATUR

Inte förrän slutet av 1800-talet (Faraday-Thomson-Millikan) insåg man slutgiltigt att elektrisk ström var en rörelse av negativa laddningar. Den redan accepterade konventionen med strömmen från plus till minus bibehölls, och har sedan dess bevarats. Den detaljen ska emellertid inte erbjuda någon svårighet. Den teoretiska riktningen är som OM strömmen vore buren av positiva laddningar, från plus till minus: I den detaljerade praktiken talar vi (vanligen) om negativa elektroner som rör sig från minusdelen (katoden) mot den positiva delen (anoden).

 

 

REFERENSER

Den kommersiella marknaden har ett stort urval av böcker i ämnet. Jag ska inte ens försöka att berätta om deras innehåll. Många av dem är goda referenser för att djupdyka ner i elektronikens många speciella lokaler och förgreningar. Och många av dem är oundgängliga för att få avgörande data på komponenter. Den följande genomgången ger en mycket kort och skisserad översikt över grundkomponenterna. Beskrivningen är avsiktligt förenklad för att eliminera de längre presentationer som är förknippade med den mer specialiserade litteraturen. Hur som helst måste vi i vilket fall konsultera sådana avsnitt — de finns idag (2013) gratis och i rik mängd på Webben — när vi kommer till insättningen av aktuella komponenter i en praktisk krets för att få basdata. Den följande presentationen tjänar som en elementär introduktion till sådana mer precisa referenser.

 

 

MATNINGAR/Strömförsörjningar

Termen Vcc refererar (mestadels) till en 5V-försörjning. För halvledarmatningar över 5V, typiska standardvärden är 12V och 15V, används normalt termen Vdd (ses ofta i samband med CMOS-logik).

 

 

RESISTANSVÄRDEN

För att förenkla beteckningssätten är (här) alla kvantiteter uttryckta i den internationella standardens MKSA-enheter. Kvantiteternas utökning använder mikro (mindre än 1) och makro (större än 1) suffix. De vanliga suffixen inom elektroniken är

 

                          SUFFIX

             ¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯¯

             m          milli    t3         10–3

             µ          micro   t6         10–6

             n           nano    t9         10–9

            p          pico      t12       10–12                                                                                                                                                         

             f           femto   t15       10–15

 

             K          kilo      T3        103

             M         mega   T6        106

             G          giga     T9        109

             T          tera      T12      1012

 

Motståndsvärden skrivs (här) företrädesvis som

             1K2

motsvarande 1,2 KΩ [Ω, Ohm; grek. stora omega]. På samma sätt skrivs kapacitanser typiskt

             0µ1

motsvarande 0,1 µF. Med denna bekvämlighet skriver vi spänningar typiskt som 5V0 som betyder 5,0 Volt, 0µA5 som 0,5 µA och så vidare. Speciellt i kretsscheman förenklar dessa beteckningar översikten och läsbarheten via den maximalt komprimerade teckeninformationen.

 

 

Grundläggande elektronik

 

Grundläggande elektronik — Grundmatematiken i RC-basics

Den elementära spänningsdelaren

 

I praktiskt taget varenda elektronikkoppling — varje elektronikprojekt — återkommer ständigt en och samma elementära matematikuppgift som måste lösas: Resistansvärden och spänningsvärden i en SPÄNNINGSDELARE.

— Grundmatematiken visas i RCbasics;

Den allmänna lösningen blir här i sammanställning som nedan enligt figurens beteckningar:

Spänningsdelaren

            

 

U          = I(R1 + R2)                

             = U1 + U2                      ;

U/U2     = (U1+U2)/U2

             = U1/U2 + 1

             = (R1·I)/(R2·I) + 1

             = R1/R2 + 1                 

             = n                                ;

 

U2 = U/(R1/R2 + 1)

 

R1/R2                = U/U2 – 1

                          = (U/U–U1) – 1

                          = (U/U–U1) – (U–U1)/(U–U1)

                          = [U – (U–U1)]/(U–U1)

                          = [U1]/(U–U1)

                          = 1/[U/U1 – 1] ;

R2/R1                = U/U1 – 1        ;

U/U1                  = R2/R1 + 1     ;

 

U1 = U/(R2/R1 + 1)

 

Resistanser i serie och parallell — se även Spänningsdelaren

 

SERIELLA OCH PARALLELLA RESISTANSER (motstånd) — hur sambanden härleds

 

 

Betrakta den enkla enda resistiva kretsen i figuren ovan. Som alltid i elektriciteten, utgår vi ifrån det grundläggande »enkla mästarsambandet» U=RI (konv. samma som Kirchoffs första kretslag). I figuren är den enkla spänningen U spänninngsfallet över R. Beaktar vi R som bestående av två inre parallellt sammankopplade resistanser R1 och R2 som figuren antyder, är deras gemensamma spänningsfall fortfarande samma U. Som strömmen genom varje R12 bestäms av varje individuellt motstånd R får vi

 

             I           =    I1   +    I2     = U/R

                          = U/R1 + U/R2 = U/R ;

             1/R       = 1/R1 + 1/R2 ;

             R          = [1/R1 + 1/R2]–1  ............................     parallellkopplade motstånd, motstånd i parallell koppling

 

Detta samband är det grundläggande i beräkning av en resulterande resistans kopplad parallellt [ | | ]. Den motsvarande resulterande resistansen från en krets med resistanser i serie [— —]  baseras på summan av alla individuella spänningsfall U=U1+U2+…Un

 

             R          = R1 + R2  .........................................   resistanser i serie

 

Denna senare har en gemensam ström (I) med individuella spänningsfall (Un), medan parallellresistanser has gemensam U med individuella strömmar (In).

— Enkla, primitiva, resistanser för experiment — från några tiotal Ohm upp till GigaOhm — kan tillverkas med hjälp av blyertspennor (grafit) med olika hårdhet: ritade linjer eller ytor på vanligt papper.

 

 

 

Dioden&Transistorn

Dioden och Transistorn

Introduktion

 

 

VARJE MATERIELL KRISTALL karaktäriseras av dess egen inre elektriska struktur — atomgittret och dess bindningar. I naturen finn 92 kända elementära kristaller (här förenklad generell beteckning för samtliga) som vi kallar de naturliga grundämnena (eng. the natural elements). Med hjälp av en fullständig tabell över GRUNDÄMNENAS PERIODISKA SYSTEM (konv., etablerat från runt 1869 av Dimitrij Ivanovich Mendelejev) kan vi kolla upp elektronkonfigurationen för varje grundämne och se hur dess kristall präglas av ämnets atomstruktur (materialformen) i de yttersta elektronskalen. Med den kännedomen om grundämnenas signifikanta egenskaper (konv., från början av 1950-talet), kan — via inbördes blandning — andra kristaller sammansättas (konv. s.k. halvledare) som uppvisar återigen andra elektriska egenskaper.

 

I grundformen kan varje elementär kristall (grundämne) betraktas som elektriskt neutral: ämnet innehåller varken underskott eller överskott på elektrisk laddning. I periodiska systemet finns det en handfull neutrala kristaller som har speciellt intressant elektriskt framträdande egenskaper (forskningen i början på 1950-talet). En av dessa är Kisel (Si 14), mest naturligt förekommande som, eller i, vanlig sand.

 

N OCH P-DOPADE KRISTALLER

Genom att lägga till mycket små mängder atomer från andra kristaller

— elementärt från grupperna Bor B5, Fosfor P15, Germanium Ge31, Gallium Ga32 och Arsenik As33

— kan kiselkristallens (Si) uppförande ändras.

— I tillägget av s.k. »föroreningsatomer» (eng. impurity atoms) med ett överskott av elektroner till (extremt industriellt renade) Si-substrat, får man en s.k N-dopad kristall. Tillägg till Si-substratet av föroreningsatomer med underskott på elektroner ger en motsvarande s.k. P-dopad kristall.

 

N-dopad kristall  ................................  negativt laddad (jon-) kristall

P-dopad kristall  ................................  positivt laddad (jon-) kristall

 

 

 

Dioden

 

 

DIODEN

Dioden anod  katod

Föreningen av ytorna från två sådana olika kristaller till en enda elementär PN-kristall uppvisar i föreningsövergången en balans — jämvikt — i inverkan från respektive kristallkropp. Över gränsskiktet etableras en s.k. potentialbarriär:

— N-sidans elektronöverskott dras naturligt (Potentialargumentet — Kirchoffs första kretslag) mot P-sidans elektron underskott, vilket etablerar en slutlig balans, karaktäristisk för just den sammansatta kristallkroppen.

 

 

 

Vänster: PN-kristallen med monterade elektroder (tilledningsben) kallas en diod. HÖGER: diodens symbol.

 

 

MATAR vi PN-barriären via en strömkälla — + till P-sidan och – till N-sidan: vi bara »hjälper barriären utvidgas/breddas inåt kristallkropparna vidare» — kommer kristallen villigt att hänga med på det. Frånsett en liten spänningströskel (omkring 0V6 för kiselkristaller), kommer kristallen strax att leda ström som (mycket liknande) en vanlig (metallisk) ledare. För kiseldioder är tröskelspänningen typisk 0,5-0,7 volt beroende på strömkällans spänning och strömstyrkan genom dioden.

 

 

Diodens karaktär

Vänder vi strömflödet — + till N och – till P — kommer PN-övergången att svara med blockering:

 

 

 

Vänster: Korrekt spänningsanslutning får dioden att leda ström i den s.k. framriktningen.

Höger: Omkastad spänningsanslutning spärrar för strömgenomgång i backriktningen.

— PN-Kristallen accepterar bara elektronströmning Från N Till P — i full harmoni med kristallföreningsytorna och deras inbördes harmoniskt kopplade potentialbarriär.

— Försöker man med omvända sättet, kommer kristallen bara att svara med att ÖKA (»trycka ihop») styrkan i potentialbarriärens motstånd mot strömgenomgång: barriären »smalnar av» med ökad matningsspänning; Vid en viss gräns sker ett genombrott: Kristallen (om den ens håller ihop: gränspassagen kan medföra skarpa avbrott. likt pistolskott, som förstör även omgivande detaljer) leder ström obetingat: dioden har havererat.

— Gränsspänningen i backriktningen för den vanligt förekommande kiselbaserade switchdioden 1N4148 är 75 Volt (det uppmätta backmotståndet för 1N4148 är ca 1,7 GΩ vid +5V backspänningsmatning och ca 2,7 GΩ vid ca 50V backspänningsmatning, den senare uppgiften från mina egna mätningar med ett specialinstrument).

 

 

Dioden leder ström bara i den riktning som symbolpilen pekar på — med nära idealt strömstopp i backriktningen.

— Databladen för de olika typerna dioder upplyser om backspänningsvärdet (eng. maximum reverse voltage) som inte får överskridas, samt data på max tillåten ström (0A5 för 1N4148 förutsatt komponenten bevaras vid +20°C).

 

ZenerdiodenDioden

Zenerdioden

BACKSPÄNNINGSGRÄNSEN för vanliga kiseldioder utnyttjas i speciell kristalldopning. Zenerdioden leder ström från sin märkspänning, motsvarande den vanliga diodens backspänningsgräns: märkspänningen bibehålls (nära konstant) med varierande zenerström.

— ZENERDIODEN är en specialdopad backspänningsdiod; zenerdioden kraschar inte när diodens normala backspänning uppnås. Istället börjar zenerdioden leda ström från den brytpunkten, och med ett tämligen konstant spänningsfall betecknat zenerdiodens märkspänning (Uz). I framspänningsriktningen uppför sig zenerdioden som en vanlig diod.

   Zenerdioder anges med märkspänningen (Uz) med vanliga värden från 2V till 100V. De begränsas av max strömstyrka via effektklasser i typiska grupper (ELFA) som 0W3, 05W, 1W3, 3W, 5W, 10W och 50W.

— Genom experiment är det välkänt att den mest stabila zenerdioden är den med märkspänningen Uz=5V6. Anledningen är att just omkring 5V6-gränsen går också gränsen mellan positivt och negativt temperaturberoende (ökande temperatur sänker Uz): 5V6-zenerdioder är (extremt) spänningsstabila över märkbara temperaturändringar (inom rimliga gränser).

 

SchottkydiodenDioden

Schottkydioden

SCHOTTKYDIODEN är en diod av samma slag som den vanliga kiseldioden, men med speciellt lågt framspänningsfall (typiskt hälften av den vanliga kiseldiodens 0V6, men det beror också på strömstyrkan).

— SCHOTTKYDIODEN är en snabb diod. Dess framspänningsfall U är typiskt lägre än standard kiseldiodens (0V6). Beroende på ström, finner vi motsvarande U-områden i schottkydioder så lågt som 0V25 (0V15, se Wikipdeia Schottky diode). Schottkydioden har dock inte kiseldiodens höga backresistans; KiselSwitchdioden 1N4148 visar runt 2,7 GΩ vid 50V backspänning, medan en typ (1N6263) anger en backström (IR, Vishay datablad) på 200nA vid 50V backspänning, vilket betyder en backresistans på R=(50V)/(200 t9 A)=0,25 GΩ. I vissa applikationer är denna detalj inte kritisk, medan den är det i andra. Databladen ger aktuella värden.

 

Lysdioden

Lysdioden

LYSDIODEN (eng. LED för Light Emitting Diode) är en diod med ljusemitterande egenskaper — kristallmaterialets atomära fysik bestämmer generellt diodens olika emitterande egenskaper. Framspänningsfallet då ljus blir synligt är typiskt högre än den vanliga diodens (0V6). Vanliga tändvärden ligger från lägst ca 1V5 och upp mot 3V. Med den nyare teknikens typ UltraBlå lysdioder har man uppnått extremt låga strömstyrkor för synbar ljusemission, typiskt i området µA vid drygt 2V, medan den klassiska LED:en (röd, och då ytterst svagt synlig) kräver synbarliga ljusströmmar upp mot minst 0mA5.

En mera ingående/uttömmande beskrivning (bästa upphittade hittills) av lysdiodens fysik finns på  HYPERPHYSICS

 

HYPERPHYSICS — Light Emitting Diode Structure

http://hyperphysics.phy-astr.gsu.edu/hbase/electronic/led.html

Fotodioden

Fotodioden  Se utförlig artikel @INTERNET WIKIPEDIA Photodiode https://en.wikipedia.org/wiki/Photodiode

FOTODIODEN bygger på principen i FOTOELEKTRISKA EFFEKTEN: när ljus av tillräcklig energi når diodkristallens delar, frigörs elektrisk laddning. Genom den speciella kristalldopningen kan den frigjorda laddningen bilda en motsvarande ström. Därmed bildar fotodioden en slags energitransformator (jämför Solcellen) direkt från ljus till elektricitet.

   En OPTOKOPPLARE består av en fotodiod som aktiverar en närliggande fototransistor då en viss minsta märkström går genom fotodioden.

 

 

 

TRANSISTORN

 

 

TRANSISTORN

 

Bipolära TRANSISTORN — NPN

DEN Bipolära TRANSISTORN — NPN-transistorn

— Föreningen mellan två N-kristaller på ömse sidor om en mellanliggande P-kristall leder till följande situation:

 

                                                                                                                                                                

 

NPN (eller PNP) kristallen kallas en transistor. Högra figurdelen visar den bipolära NPN-transistorns symbol. Beteckningarna cbe för CollectorBaseEmitter, KollektorBasEmitter.

— Cirkeln i symbolen används (ofta) för att förtydliga en s.k. diskret transistor medan transistorer i integrerade kretsar ritas utan cirkel.

 

 

TREVÄGSKRISTALLEN (NPN som ovan eller PNP, se nedan) kallas transistor.

Tilledningsbenen betecknas cbe som i NPN-fallet betyder N(Kollektor c)P(Bas b)N(Emitter e).

— Från beskrivningen av dioden, ser vi direkt att NPN-kristallen kan användas som en vanlig s.k. framspänd diod med + till Basen och – till Emittern. Så uppför sig också transistorn i praktiken. Man säger att transistorn använd på detta sätt är ev typen öppen kollektorkoppling.

— Strömvägen kan också (med viss försiktighet) föras från b till c, men den vägen tillhör INTE transistorns normala funktion.

— Inverkan av strömvägen från b till e är att den blockerande barriären (P) mellan de två N-blocken försvagas:

— Om en separat strömkälla ansluts till c(N[kollektorsidan]), sker strömtransport över P(basen) till motsatta N(emitter-) sidan: elektroner börjar strömma över bas-emitterbarriärens PN-övergång och därmed vidare in i kollektorkristallens N-block.

— Genom att inte samma laddningssymmetri gäller mellan basen-kollektorn, blir NPN-kristallen entydigt ledande i huvudvägen kollektor-emitter via basen-emittern.

— Poängen i c-e-strömvägen är (beroende på hur kraftigt dopade kristallerna är) att när väl bas-emitterleden (Ibe) börjar leda (vid ett visst knä runt 0V6) sker en motsvarande (nära) lavinartad strömstegring i kollektor-emitterleden (Ice); bas-emittervägen fungerar på sätt och vis som en (hyfsat snabb) on-SWITCH för huvudströmvägen kollektor-emitter.

Strömförstärkningsfaktorn för bipolära småsignaltransistorer (Typ NPN BC 546A) är Ice/Ibe ~ 100-200; om vi undersöker en handfull transistorer av samma typ finner vi att varje transistorindivid har sig egen specifika förstärkningsfaktor, β, ofta betecknad hfe.

— En del (digitala) multimetrar brukar ha tre elektroder där man kan sticka in tilledningsbenen hos en bipolär transistor och direkt få ett värde på just den transistorns förstärkningsfaktor.

— I allmän mening betyder be-vägens styrning av ce-vägen att den bipolära transistorn uppför sig som en signalförstärkare, mera precist som en strömförstärkare.

 

Bipolära TRANSISTORN — PNP

DEN Bipolära TRANSISTORN — PNP-transistorn

 

 

 

PNP-kristallen är NPN-kristallens P-dopade make:

— Precis som i NPN-fallet med basdrivningen som triggande switch för huvudleden, fungerar också i PNP-fallet PN-kristallblocket som en vanlig PN-Diod (men i en omvänd mening). Här går elektronströmmen från basen (b) till emittern (e), samma som den konventionella strömflödesriktningen med positiva laddningsbärare, från emittern till basen. När den bipolära ca 0V6 potentialtröskeln uppnås den vägen, öppnas snabbt en starkt strömväg över den återstående P-kristallen ner mot dess kollektorsida (c) från emitterelektroden: PNP-transistorn är nu i läge ON.

 

 

PNP-kristallblocket är en »omkastning av basen» från NPN-fallet, och som ger en »strömomvänd make» till NPN-blocket.

— Jag har (här) valt att beteckna NPN och PNP-transistorerna med huvudströmvägen (+→–) på det enhetliga sätt som vi HAR MEST NYTTA AV PÅ DET PRAKTISKA KOPPLINGSDÄCKET: en väl begriplig, enhetlig, riktningspreferens i strömvägarna som ENKELT låter oss minnas de olika tilledningsbenens funktion och polaritet i de olika typfallen — och som, som vi ska se, också låter oss inbegripa samma »enkla nomenklatur» även för de unipolära transistorerna (MOSFET-transistorer, fälteffekttransistorerna).

— Samma principiella attribut gäller här för PNP-transistorn som för NPN-transistorn.

— Jag själv använder genomgående småsignaltransistorerna (finns på ELFA, om inte annat)

 

BC 546A           NPN

BC 556A           PNP

 

generellt i alla elementära elektronikkopplingar som grund för vidare.

— De två möjliga kristallkonstruktionerna visas i sammanställning nedan.

 

            

 

Övre: NPN-bipolära transistorn. Strömvägen ce kräver minst ca 0V6 över be.

Nedre: PNP-bipolära transistorn. Strömvägen ec kräver minst ca –0V6 över eb.

 

 

                      

 

Termen BIPOLÄR refererar till att huvudströmvägen är strömstyrd. Är den vägen spänningsstyrd används istället typtermen UNIPOLÄR.

— Se vidare nedan i FÄLTEFFEKTRANSISTORERNA.

 

Darlington

Darlingtonkopplingen — Darlington transistorn

SPECIELLT HÖG STRÖMFÖRSTÄRKNING fås om man kopplar ihop två NPN (eller PNP-) transistorer i den speciella koppling som kallas Darlington-. Figuren nedan visar principen.

 

       

 

Vänster: Hur två diskreta (två separat individuella) transistorer Darlingtonkopplas.

Höger: Den integrerade symbolen för ett internt integrerat Darlingtonpar. Finns att köpa som särskild komponent.

 

Unipolära TRANSISTORN — Nch

DEN Unipolära TRANSISTORN — N-kanals (eng. N-channel) MOSFET

Den unipolära transistorn (ofta ’MOSFET:en’) har exakt samma funktion som den unipolära transistorn med en avgörande skillnad. Bas-emitterlinjen kontrolleras av spänning i unipolärfallet medan den linjen är strömstyrd i bipolärfallet.. Den typiska kristallformen för en unipolär Mosfet-transistor kan beskrivas med beteckningarna i figuren nedan — Jämför NPN-blocket.

 

 

 

N-kanals (metalloxidhalvledar-) fälteffektransistorn (eng. N-channel MOSFET) med dess bipolära motsvarande kristallblock visas i figuren ovan vänster med transistorsymbolen till höger, samma strömriktningspreferens som i de bipolära NPN och PNP-fallen för enhetlig — snabb — grundfattning.

— Det endas som skiljer bipolärfallet mot unipolärfallet är att man i det senare fallet i princip HELT tagit bort strömleden och ersatt den med en spänningsled (med ytterst låg läckström) via insättning av en (liten) isolerande glasskiva (markerad med blått i figuren) i basområdet.

 

 

I MOSFET-fallet — eng. MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor — gäller i princip precis samma flödesvägar som i bipolärfallet (NPN och PNP), bara med enda skillnaden att en glasskiva täcker för vägen mellan basen (GATE:en) och de omgivande kristallblocken: basströmmen i bipolärfallet som triggar transistorn i läge ON blir i fälteffektfallet en SPÄNNINGSSTYRD elektrodingång:

— MOSFET-transistorn kännetecknas av att i princip ingen basström alls krävs för att switcha huvudströmvägen i läge ON.

— Beteckningarna

cCOLLECTORbBASEeEMITTER

i bipolärfallet motsvaras i unipolärfallet av beteckningarna

dDRAINgGATEsSOURCE.

 

I fälteffekttransistorns NPN-kristallblock är kiseldelen (Si) i P den bipolära basanslutningens motsvarighet med benämningen gate (sv. grind).

— Variationer i spänning Gate-Source i N-kanals MOSFET:en får P-blocket mellan N-blocken att fungera som ett variabelt spänningsstyrt motstånd (R=U/I): Funktionen generellt är densamma som i bipolärfallet (NPN), bara med skillnaden att huvudströmleden Drain till Source inte kräver någon direkt ström för att öppna och stänga. Det är bara spänningen Gate-Source som bestämmer.

— Den typiska tröskelspänningen (UGS) för N-kanalstransistorn ligger relativt högt jämfört med bipolärfallets 0V6:

— För småsignaltransistorn N-kanalaren BS 170 anger PHILIPS databok [PHILIPS DATA HANDBOOK SC07 1995 s347] en Gatespänning [VGS(th) Gate threshold voltage] mellan 0,8-3,0V. Test visar att småsignalMOSFETtransistorerna (typ BS170) i allmänhet tänder runt 1,5Volt medan effekt MOSFET:s ligger något högre, runt 2V5 [International Rectifier, HEXFET Power MOSFET Designer’s Manual 1987 till jämförelse anger sC-422 för N-kanalaren IRFZ22 GateThresholdgränserna 2,0-4,0V].

 

 

 

Unipolära TRANSISTORN — Pch

 

 

DEN Unipolära TRANSISTORN — P-kanals (eng. N-channel) MOSFET

P-kanals fälteffekttransistorn blir med ovanstående beskrivningar NPN-fälteffektens PNP-make.

 

 

 

P-kanals fälteffekttransistorn (eng. P-channel MOSFET) blir lika »enkelt att förstå» i kristallformen som N-kanalaren i ljuset av grundbegreppen från den bipolära NPN-kristallbyggnaden.

— Det enda vi behöver ha koll på för att hänga med i svängarna är benanslutningarna.

 

 

— KNAPPAST NUMERA (från runt 1990-talet och framåt) med i början hade MOSFET:arna den nackdelen att huvudströmvägen Drain-Source var relativt högohmig (flera Ohm i ON-läge). Utvecklingen av kretstekniken under 1980. och 1990-talen, samt vidare, har ständigt reducerat on-resistansen, och det finns nu MOSFET:s med superlåga onresistanser — väl i jämförelse med mekaniska omkopplare (runt ental milliOhm).

— Figuren nedan sammanställer de bägge grundtyperna MOSFET-transistorer, de som vi mestadels använder (som nybörjare och amatörer). Spänningsvärdena anger de ungefärliga tröskelspänningarna hos småsignaltransistorerna.

 

                                                       

 

Övre: N-kanals unipolär transistor i jämförelse med motsvarande strömkopplade bipolära NPN-typ.

Undre: P-kanals unipolär transistor i jämförelse med motsvarande strömkopplade bipolära PNP-typ.

 

 

                                             

 

 

I praktiskt taget alla problem kan vi bekvämt ”använda” de enkla bipolära symbolerna som översättare för motsvarande unipolära transistorer, och sedan ”addera” den specifika karaktäristiken ”från kunskapsminnet” (som vi läser från databladen). Det är speciellt bekvämt om vi är obekanta med de (mer avancerade) Mosfet:arna. Med tid och övning ger sig (så) de individuella komponenternas egenhet och beteckningar automatiskt: vi slår i vilket fall alltid upp facktermerna i databöckerna närhelst vi behöver exakt information.

 

Två typer av unipolärer — anrikningstypen (normalt OFF) och utarmningstypen (normalt ON)

Unipolärtransistorerna uppvisar två bastyper. Drain-Source-vägen som i fallen ovan är normalt stängd med Gate-Source-spänningen lika med noll. Den typen sägs vara av typen (eng.) enhancement (sv. anrikning). Är Drain-Sourcevägen ledande vid Gate-Source nollspänning, sägs transistorn vara av typ depletion (sv. utarmning).

  Se även i svenska Wikipedia MOSFET [http://sv.wikipedia.org/wiki/MOSFET] — med illustrationer på tyska. (Jises — kom igen Sverige).

 

Speciella skydd som säkrar fälteffekttransistorn från förstörande överspänning

 

MOSFET-transistorernas backspänningsgräns i gateanslutningen är (oftast) relativt låg — runt 15 till 30 Volt medan bipolärerna kan uppvisa det dubbla.

— Ett enkelt sätt att montera in ett överspänningsskydd, är att lägga till en vanlig Zenerdiod — en diod speciellt utformad för att leda ström i backriktningen vid en väl avpassad gränsspänning lika med den aktuella zenerdiodens typiska märkspänning.

 

 

Småsignaltransistorer av fälteffekttyp — och även Power MOSFET:s — brukar (typiskt) ha gränsspänningar Gate-Source VGSS±20V, Se exv. Fairchilds BS170 NchMOSFET

 

FAIRCHILD Semiconductor — BS170 / MMBF170 N-Channel Enhancement Mode Field Effect Transistor

http://www.farnell.com/datasheets/694801.pdf

 

— En Zenerdiod  med märkspänning U[z]=(VGSS-5V) skyddar MOSFET-transistorn med säker 5V-marginal från överspänningar.

— Figuren ovan visar hur man kan koppla Zenerdioden som skyddsdiod i de olika fallen N- eller P-kanals MOSFET.

 

En del, för att inte säga många — alla PowerMOSFET:s — använder dessutom från fabrikationen en backdiod integrerat i transistorn mellan Drain-Source som ett allmänt huvudskydd. Den backdioden KAN ställa till med en del problem (men gör det oftast inte, förutsatt lämplig uppmärksamhet i kretskonstruktionen). Så har t.ex. typ omnämnd ovan NchMOSFET-transistorn BS170 en integrerad backdiod enligt figuren nedan.

 

 

För att vara på den säkra sidan — kolla ALLTID komponentens datablad för att få exakt. säker, förvissning vad som gäller.

ELFA har [Mar2013] inte längre typen BF170 (eller dess närmaste P-make, BS250) — kanske på grund av att det (numera) bara är ett fåtal amatörer som använder den typen — inga stororder (längre).

— Ett företag med ett långt URL (farnell) saluför typen BS170 (2,35kr/st).

 

 

 

Transistorbeteckningar — Industriell standard

Transistorns anslutningsben

 

 

TRANSISTORHÖLJEN

 

 

DE TRE VANLIGASTE TRANSISTORHÖLJENA — från vänster: TO92, SOT32/TO126 och TO220

 

Webben (Mar2013) är svårflörtad på översiktliga snabbdata på elektronikens grundkomponenter:

Bilderna ovan/nedan ger vad vi söker för översikten.

— TransistorHöljesTyperna TO92 (upp till ca 1Watt), SOT32/TO126 (upp till runt 40 Watt) och TO220 (upp till runt 100 Watt) är de typer vi (som amatörbyggare) använder mest.

—Notera bekvämligheten i beteckningarna för benanslutningarna c b e (småsignal) anpassas LÄTT till Powertypen genom att lägga till kontaktstift med RADEN e·c·b·e (med lämpliga kretsanslutningar) som därmed täcker samtliga fall i 2,54 mM raster.

— Beteckningarna i bilderna gäller oberoende av NPN, PNP, N-kanals- eller P-kanals MOSFET. Se (alltid) i den aktuella komponentens datablad (kolla ALLTID datablad om minsta tvivel finns).

 

 

BILDKÄLLA: Författarens arkiv·  22Mar2013  E  Photo  Bild aTransistorEnc · Nikon D90

 

TO, eng. Transistor Outline (ref. @INTERNET Wikipedia, TO-220 [2013-03-22]);

 

höljestyp

transistortyp

maxeffekt

transistortype

TO92

småsignal

-1W

small signal

TO126/SOT32

lågeffekt

-40W

low power

TO220

mellaneffekt

-100W

medium power

 

Exakta effektgränser för respektive transistorhöljestyp har här angetts grovt med referens till ELFA-utbudet av transistorer runt  millenniumskiftet (Katalog ELFA 50s830 — 2002).

— Flera webbkällor finns som ger förteckningar över de olika höljestyperna (men här ingen upphittad som specificerar höljestypen direkt efter effektgräns).

— Se speciellt

 

SILICON FAR EAST — Transistor Outline (TO) Package Types

http://www.siliconfareast.com/to-types.htm

 

Min notering (och tips) — enligt erfarenhet

— ALLTID i mina egna grundkopplingar, på mitt eget kopplingsdäck, använder jag FÖRST bipolärer som jag sätter in i stället för unipolärer, samma principiella ström och spänningsflöden, samma benkonfigurationer — ända fram tills hela kopplingsbilden med alla komponenter och ledningar är klar; FÖRST då, innan matningsspänningen klickas på, sätts de verkliga motsvarande unipolärerna in.

— Eftersom alla transistorer följer samma industriella standard med samma beteckningssystem, såväl för bipolärer som för unipolärer, finns aldrig någon risk för att fel uppkommer.

— Dessutom — eftersom MOSFET-transistorer kräver särskild försiktighet på grund av den känsliga gateingångens höga inre motstånd — och därmed agent för elektrostatiska överföringar = ofta förstörd komponent — skyddas MOSFET-transistorerna maximalt från extra äventyr med denna allmänna enkla metod (Jag har mina MOSFET:s och CMOS-kretsar generellt på ledande skumplast: tar man i ett sådant block med fingrarna, hamnar alla delar inklusive fingrar på samma potential, och man kan, försiktigt och under begränsad tid för t.ex. insättning på ställen på ett kopplingsdäck, hantera även oskyddade MOSFET-transistorer utan risk för haverier. Trots [flitigt] experimenterande under flera decennium har för min del [på detta sätt] inte mera än ett par tre Mosfettransistorer gett upp — och då på grund av mitt eget slarv).

 

 

 

Transistorns märkningsnomenklatur

Transistorbeteckningar — Industriell standard

 

 

TRANSISTORNS BETECKNINGAR

 

 BC546A

 c    b   e

 

Vad är en ”BC546A” transistor?      

BC546A är en NPN Si-transistor med en genomsnittligt bas-emitterströmförstärkning på 200.

—————————————————————————————————————————

Arrangemanget nedan visar den allmänna (Europa) standardbeteckningarna för transistorer.

 

första bokstaven          A          germanium(Ge) transistor

                                       B          kisel(Si) transistor

                                       C          gallium-arsenid(GaAs) transistor

andra bokstaven           C          för tonfrekvens

                                       D          för tonfrekvens, hög effekt

                                       F          för hög frekvens, låg effekt

                                       L          för hög frekvens, hög effekt

                                       S           switch

                                       U          switch, hög effekt

                                       T          tyristor

siffror  

100-999                         transistorer för radio och tv

AA-Zn10-99                       transistorer för industriell (och militär) användning

 

Äldre terminologi

En äldre beteckningsstandard är

 

OA                                för dioder

OC                                för transistorer

 

Den amerikanska terminologin för transistorer

 

2N                                 Amerikansk nomenklatur — åtföljt av siffror: Exempel 2N336.

 

Termen hFE för en transistor betyder dess förstärkning (beta, β):

 

             hFE                                 = ICE/IBE

 

Standard NPN småSignalKiselTransistorn BC546A:s förstärkning hFE specificeras [ELFA 2001] 110LOWEST/ 220HIGHEST [En äldre PHILIPS databok från 1982 (S3 11-82) anger 125/500 för BC546A]. I exakta tillämpningar måste man mäta upp den aktuella transistorindividens förstärkning. En grov koll på BC546A-individerna [Sortiment från ELFA omkring millenniumskiftet] visar grovt medelvärden omkring 200 [164, 214, 196, … och så vidare].

 

 

 

 

 

GRUNDLÄGGANDE Halvledande KOMPONENTER

Dioden Zenerdioden Schottkydioden Lysdioden Fotodioden

Transistorn Tyristorn

 

 

 

Förstå transistorn

 

 

                                                                                                                                                                

FÖRSTÅ TRANSISTORN

Grundkaraktäristik hos transistorn som inte omnämns i gängse litteratur — Se dock typen Inductive Touch

 

   

Fig:1.

Testkoppling för påvisande av originella egenskaper hos den bipolära transistorn. Lysdioden i testet en konventionell röd Ø3mM (Clas Ohlson före 2000).

 

Avgörande för användning av transistorn optimalt är att förstå dess beteende. Figur 1 ovan, högra delen, visar den enkla experimentella testkopplingen. Låt rummet vara mörkt för bästa observation.

   När vi berör den oanslutna TransistorBasen med vårt finger (om din hud är tillfälligt torr, vät den med tungan före beröring) kan vi se ett svagt sken från lysdioden utan att den riktigt tänds.

   Om vi undersöker detta fenomen genom att titta på B-anslutningen med ett oscilloskop, kommer vi att se något liknande den vänstra delen i figuren. Oberörd är B-potentialen noll volt. Berörd, fluktuerar den mellan kiseldiodens tröskelspänning 0V6 och minus 1V med nätfrekvensen 50 Hz (standard kraftnätsfrekvens i Europa).

 

Från avsnittet om INDUKTIONEN i fysiken vet vi att vad som helst med en utsträckning av mer än exakt noll samlar induktiv verkan från varje elektrisk laddning i rörelse — var det än kan vara, med hänsyn till fördröjningen i ljusets (elektromagnetismens) utbredning.

   De pulserande strömmarna i industristandardens kraftledningar (50Hz) är baser för de mest framträdande sådana induktiva källor — även ut till spetsen på fingret såväl som genom ”tråden” i ett enda hårstrå.

— När vi rör vid transistorns bas, införs en laddningskoppling mellan B-pinnen och vårt finger, och (en mycket liten) ström börjar pumpa in och ut med frekvensen 50 Hz till och från basen.

— Eftersom emellertid den inducerade basströmmen är helt ringa, kan också bara en mindre ström flyta mellan transistorns kollektor till emitter, precis tillräckligt för att helt litet lysa upp LED:en.

TestkopplingTransLED

FörståTransistorn

Fig:2.

Kopplingsbilden höger tillsammans med resultatdiagram vänster som visar den bipolära transistorns originella egenskap som (begränsad) TYRISTOR.

 

Förutsatt att vi har en variabel spänningskälla ansluten till Ubatt kan vi utvidga experimentet. Figur 2, högra delen, visar vår testkoppling.

— Den enda förändringen från föregående undersökning är att vi har vänt transistorn 180 grader.

 

Med en voltmeter kan vi följa spänningsfallet mellan Emitter (E) och Kollektor (C) när matningsspänningen U ökas från noll och uppåt. Vänstra figurdelen visar resultatet.

 

NOT 1: Varje särskild transistor har en specifik parametrisk form som introducerar små skillnader mellan olika exemplar i samma familj.

NOT 2: Införande av mätutrustning vid olika testpunkter introducerar också den inre resistansen hos dessa mätinstrument. Om inte mycket hög (TΩ) inre resistans hos mätanordningen, var uppmärksam på smärre avvikelser i den visade spänningens värden; mätanordningen i sig utgör en belastning och måste inkluderas i den totalt resistiva vägen.

— Normalt leder detta till försumbara skillnader, men ibland måste vi vara extra uppmärksamma.

Mätutrustningen i denna presentation var en digital multimeter med ingångsresistans 20 MΩ.

 

Vid nära exakt U=9V66 slås lysdioden plötsligt på. Men den stängs inte plötsligt ner vid eller ens nära under denna on-nivå.

— U måste minska med nästan 500 mV, till 9V2, för att lysdioden ska släckas.

— Kontroll av resultatet i figur 2 visar att UE hoppar ner 1V5 från just 8V0 till 6V5 då U=9V66-toppen är nådd. En ytterligare ökning av U här kommer att minska UE. Exakt var det slutar har inte testats i detta exempel.

— Transistorn i detta skede beter sig som en zenerdiod. Om vi i stället minskar U neråt igen från den utlösande 9V66-nivån, höjs UE-nivå igen. Vid U=9V2 hoppar emitterspänningen plötsligt upp 850 mV, från 6V8 till 7V65, medan lysdioden plötsligt stängs av.

— Detta intressanta beteende, som lämnar ett ”fritt fönster” i spänningsomslaget, benämns generellt hysteres.

 

En omedelbar tillämpning (i anslutning till föregående test):

 

Justera U till vilketsom ställe inom gränserna 9V2 till 9V66. Till exempel 9V3 duger utmärkt. Det är ungefär vad ett nytt (alkaliskt) 9V-batteri visar. Berör transistorns öppna basanslutning, som gjordes i föregående test. Resultat:

LED on.

De injicerade laddningarna kan flöda transistorn till ett onstate endast när den befinner sig i hysteresens område.

 

Lysdioden fortsätter att lysa.

Om vi har en fri jordad ledning ansluten till spänningskällans minuspol, kan vi stänga av LED:en genom att helt lätt beröra Basen med tråden, eller ansluta B direkt till spänningskällans nolla (GND).

— Vi har fått en tyristorswitch.

— Transistorn i detta tillstånd beter sig precis som en tyristor — med ett undantag: vår transistor behöver inte någon annan ”elektronisk ström” för att tändas än vårt finger — förutsatt att grannskapet innehåller 50 Hz kraftnätbaserad strömförsörjning vilket krävs för den induktiva utlösningen.

 

Den avancerade hysteresfunktionen fungerar inte om LED-motståndet är ”för stort”. En viss minsta ström måste flyta genom transistorn om rimliga hysteresnivåer ska verkställas. Följande tabell, hämtad från aktuella mätningar, ger en ledtråd till beteendet.

 

 

RLED W

hysteresis volt, U

hysteresis volt, UE

560

9V2 till 9V66

6V50 till 6V8

1K

9V4 till 9V66

6V85 till 7V1

 

Tabellen visar vilka LED-resistanser som ger vilka hysteresfönster i TestkopplingenTransLED.

 

 

Ju kraftigare strömgenomgång, ju bredare hysteres. Med ett 4K7 LED-motstånd är funktionen knappt märkbar.

 — En motsvarande funktion för PNP-transistorn har eftersökts men inte hittats.

 

ALLMÄNT

 

De tester som nämnts ovan har, här veterligt, ingen representation i etablerad litteratur: transistorn (NPN) används (normalt) aldrig på det sätt som här har presenterats. Databöcker (såvitt jag vet) nämner inte ämnet.

   För inblicken i elektronikens genuina grund kan det dock vara värdefullt att känna till de ovan presenterade testerna. När vi vet hur transistorn arbetar med omvända strömmar, är det lättare att förstå nödvändigheten av att förebygga (just) sådana avvikelser för att (säkert) bevara det egentliga funktionssättet — om specialeffekterna inte önskas.

 

 

 

TYRISTORN

 

 

Tyristorn

 eng. The Thyristor

 

 

Fig:3.

a           allmän symbol   : A anod [+], K katod [—], G gate [+]

b           förenklad symbol för optimal schemaritning

c           kristallekvivalent

d           förenklad elektronisk kopplingsekvivalent för c; fungerar bara delvis som tyristor

 

 

 

TYRISTORNS FRAMTRÄDANDE EGENSKAP är att den tänder med införandet av en liten tändström till Gate:en (G) vid ett kort tillfälle, och sedan fortsätter i läge PÅ, oberoende av huruvida någon gateström finns. PÅ-läget fortsätter obegränsat tills antingen huvudströmleden (A-K) stängs ner under en viss kritisk hållströmsgräns, eller att Gate:en kortsluts mot Katoden (K).

 

 

Allmän beskrivning

EN TYRISTOR är en fyradelars kristall (PNPN). Den beskrivs ibland som två transistorer [en PNP och en NPN, figur 3 ovan].

— När en spänning (UG) på (vanligen) 0,6 V tillförs mellan grinden (G) och katoden (K), med en minsta ström av 0,2 mA (IGT) [typiskt för tyristorn EG103A], öppnas (hastigt) huvudströmvägen anod(A)-katod(K), och UG hoppar upp till typiskt 0,65 volt.

Om strömmen i huvudleden A-K blir mindre än ett kritiskt värde, hållströmmen (IH), kommer komponenten in i ett StängAv-läge även om huvudströmmen återigen överstiger IH, och förutsatt IGT är mindre än den utlösande strömmen.

— Det finns dock även ett annat sätt att stänga av huvudvägen [men den egenskapen anges, tydligen, normalt inte i facklitteraturen]. Nämligen genom att jorda gateanslutningen (G-K). Vilket vill säga, kortslutning av gaten (G) med katoden (K). Genom detta sätt kan tyristorn användas som en (avancerad) switch (omkopplare/brytare) med gaten som en lågströms på/av-kontroll.

 

tON tOFF

— Beroende på resistansbelastning ligger tON för tyristorn EG103A normalt i intervallet 0,65 -5,2 µS och tOFF (från tillfället då gaten nollas till katoden) i intervallet 15-58 µS.

— Två motsatt riktade tyristorer i samma komponent kallas en triac.

 

 

En tyristor kan användas för många olika ändamål: det verkar som att en del av dem är mindre kända i gängse litteratur. Testkopplingen nedan visar tyristorns beteende (här en lågeffekttyp EC103A [tidigare från ELFA, numera (2013) utgått ur sortimentet]) med lägsta möjliga gatespänning (0V6).

 

 

Fig:4.

EC103A uppvisar approximativt samma avstängningsström — 0,2 mA — som den minsta gateström som krävs för att tända tyristorn.

Lägre anodström försätter tyristorn i läge off.

 

 

Med högre R avtar den nödvändiga utlösande strömmen IGon.

 

Tyristorn EC103A tänder vid gatespänningen 0,51 volt

— I praktiskt taget alla (uppmätta) fall växlar UGon-nivån vid 0V51 och hoppar upp till 0V61: tyristorn har tänt.

   Tabellen nedan visar några uppmätta värden för tyristorn EC 103A i testet.

 

 

Thyristor EC 103A samples [2001XII14]

     (Uon0V51)/R

 

 

 

     IGon mA

R

Uon

UGon från 0V51 till

———————

———

———

————————

     0.0490

2K87

0V65

0V61

     0.0490

10K

1V00

0V63

     0.0437

100K

4V88

0V61

     0.0440

200K

9V31

0V62

 

Allmänna data för tyristorn EC103A [Från ELFA-katalogen nr50 2002 s841ö]:

VDRM 100V  IT(RMS) 0,8A  VGT 0,8V  IGT 0,2mA

NOT.: Om  IGon beräknas från hoppspänningen (0V61) fås nominella 0,23 mA IGon med R=2K87.

 

 

Tyristorns avstängning

Efter Uon kvarstår tyristorn i sitt tända tillstånd — förutsatt att tyristorgaten (Uon-nivån) inte kortsluts med tyristoranoden.

— Enda sättet att stänga av tyristorn är genom att

 

1. minska anodströmmen eller helt stänga av den

2. kortsluta tyristorgaten direkt till tyristorkatoden (K). Detta alternativ har eftersökts på webben (-Feb2013), men har inte hittats.

 

Tyristorn i läge OFF genom anslutning G-K

Från ekvivalenten i figur 3.d ser vi direkt analogin till den i punkt 2. Genom att jorda NPN-transistorns bas i fig.3.d, upphör omedelbart strömflödet genom komponenten.

 

 

Tyristorns ekvivalent från figur 3d.

 

Vilket vill säga, tyristorkomponenten kommer inte att lida någon skada eller andra äventyrliga funktionsfel som följd av en direkt Gatejordning.

[Genom mina egna projekt (från 1984), tester och experiment, har den beskrivna typen av tyristorswitchteknik aldrig misslyckats: inte ett enda rapporterat fel. Funktionen fungerar felfritt i min referens].

— Uon versus Gate-off sekvensen tillåter en singulär pulsteknik tillämplig på tyristorn — som därför också ofta används i likriktarsammanhang. Genom att utnyttja denna egenhet, verkställer tyristorn i många instanser en ideal (men inte den allra snabbaste) bistabil omkopplare (med bara två fasta lägen).

 

 

 

INDUKTIV ELEKTRONISK TOUCH — Se mera utförlig genomgång i  INDUKTIV TOUCH.

MOSFET LinePowerInductive TOUCH

 

 

 

TOUCH

Grundstudium och tillämpning

 

MOSFET TOUCH:en

Vi kan dra fördel av den höga resistiva signalvägen mellan Gate och Source i en småsignal Mosfet genom att utnyttja det allmänna elkraftnätets 50 Hz (220-260V) som förser våra hem med elektricitet — utan egentlig ansträngning. Det installerade elkraftsnätet ger induktiva effekter på alla material med någon utsträckning större än exakt noll [Se även tidigare laborationer i Förstå Transistorn]; Från ett enda hårstrå till våra fingrar, så väl som något annat. Den högra delen av figuren nedan visar en grundkoppling för en Sourcekopplad Mosfet-Touch.

 

                                                                                                                                                                

           

 

   Vänster: N-kanals Mosfet småsignaltransistorn BS170 visas här ihoplödd med en zenerdiod (Uz=10V som skyddar Mosfeten för överspänningar) och en Gate-Source resistans (10MΩ som avkopplar den interna Gatekapacitansen). Notera den integrerade dioden i BS170. Den svarta skumplasten i bildens nedre del är av typen ledande och används ofta förnämligt tillsammans med lagring av elektrostatiskt känsliga komponenter (CMOS, MOSFET).

   Höger: En typisk praktisk tillämpning av MosfetTouch. Den mekaniska återställningskontakten kan också ersättas av en MosfetTouch.

— Notera dock en del äventyrligheter med kopplingen ovan: Beroende på omständigheter som berör den omgivande rumsfysiken med induktiva kopplingar, både kan och inte kan kopplingen fungera tillfredsställande med nätansluten strömförsörjning eller direkt via ett separat batteri.

— Det finns en vidare, mera ingående analys av dessa fall i separat artikel.

 

— NOTERA NOGA att TOUCH-kretsen ALLTID (enligt min egen erfarenhet) fungerar tillsammans med ett mätande, 50Hz kraftnätanslutet, oscilloskop;

— Utöver det: Touchkretsen fungerar INTE ALLTID — utom med användning av LÅNGA TILLEDNINGAR i beröringen av Gatebenet (och förutsatt att grannskapet HAR 50Hz elkraftsnät). Vilket som är vad, måste (enligt mina egna erfarenheter) alltid undersökas FÖRE något avgörande beslut görs i konstruerandet av någon typ av kretskortsdesign — för att undvika onödiga besvär.

— Med andra ord. Touchkopplingen är delvis krävande, kräver goda basinsikter, och är ingalunda någon enkel match för den som inte har sett den typens alla »krigskonster» (som kan göra en galen — ingenting fungerar — om man inte har koll på preferenserna). Väl fattad, ger den (enligt min egen erfarenhet) ovärderlig hjälp i många trånga situationer, speciellt i olika tester av elektroniska kretsdetaljer där mekaniska switchar är mera trixiga att installera.

 

— När Mosfettransistorn inte leder, är Sourcespänningen utlämnad åt vad som ev. finns kvar i 0µ1F-kondensatorn. Är belastningen endast den angivna R-komponentens 300K-motstånd, gäller den korta nerrampen i signaldiagrammets övre del, vilket motsvarar det obelastade fallet (UNLOADED). I dessa fall häller lägsta utspänningen lika med Vih (VoltageInHigh) ca 3V5. Den nivån fungerar och bibehålls utmärkt i förening med CMOS-kretsar generellt.

   I fallet med 10K-resistansen (som begränsar gateONströmmen) till tyristorgaten blir totala parallellrestistansen (frånsett tyristorspänningsfallet Gate-Katod) lika med 1/(1/10K + 1/300K) = 9K68. Tidskonstanten i den belastningen ger RC~0,1mS jämfört med det obelastade fallet RC=30mS. Kondensatorn hänger inte med i den förra belastningsdelen (9K68), vilket illustreras av den orangemarkerade grafdelen (LOADED). Däremot hinner Tyristorn tända på den initierade toppspänningsdelens ström via 10K-motståndet (endast första pulsen triggar tyristorn).

— Vih (VoltageInHigh) parametern är relevant endast i tillämpningar där belastningsmotståndet är mycket högt (hundratals megaohm, eg. »inte ansluten»), som i fallet med ingångarna till CMOS-grindar. Nivåberäkningen diskuteras nedan.

 

Nivåbestämningen för Vih

RC-komponenterna bestämmer hastigheten med vilken den obelastade (högresistiva lasten) Sourcelinjen kommer att avta mot noll i elkraftnätets 50 Hz period med halvintervallet 10mS. [RC-grunderna diskuteras mera i detalj i avsnittet Allmänna RC-oscillatorer].

   Vårt normala reaktionsintervall (två konsekutiva beröringar) är (enligt egna undersökningar med hjälp av ett digitalt stoppur) approximativt 0,05 sekunder eller runt 50 mS. För att medge Sourcenivån att passera mittlinjen (2V5) mellan uppsläppning före nästkommande (idealt mest snabba) touch (så att en ansluten CMOS-grind hinner avkänna släppet som ett nytt tillstånd), kan vi approximera RC-tidskonstanten med en marginal mot litet mindre, säg 0,03 sekunder. Då kan VIH-nivån bestämmas från sambanden för KONDENSATORNS URLADDNING enligt

 

             T/RC = ln (U0/UC)

             e–T/RC = UC/U0

             UC = e–T/RCU0 ;

                          RC = 0,03

                          T = 10 mS

                          T/RC = 1/3

                          U0 = 5V

                          UC = VIH ;

             VIH = 5e–1/3 @ 5 · 0,7 = 3V5  .............      Mosfet-Touch output High level, no load

De allmänna RC-ekvationerna härleds i sektionen Allmänna RC-oscillatorer.

 

NOT. Om vi använder ett oscilloskop med dess mätprob ansluten till the Source-linjen, måste vi också ta med i beräkningen oscilloskopets (typiska, analoga) 1MΩ ingångsresistans. Den beräknade 3V5 nivån kommer då [RCbasics] snarare att ses som 3V0; 1/300K + 1/1M–1 ~ 230K.

 

De angivna 300K och 100nF värdena har testats och befunnits ge bästa ansvar i alla typer av tillämpningar. Touch-knappen kan vara vilken som helst bit av metall (företrädesvis den övre delen av ett konventionellt rostfritt stålstift av den typ som används i sömnad, alltså själva knappnålshuvudet).

 

Funktion:

När vi berör Mosfet-Gaten med fingret, kopplar nätspänningens 50Hz ihop Gaten med vårt finger via induktionen: 50Hz-variationerna försätter alla materials elektriska laddningar i rörelse, speciellt starkt i längre (avpassade, s.k. antenner) metalltrådar, och förorsakar via fingret mot Gaten att en liten styrspänning induceras som får Mosfeten att ömsom öppna och stänga. Resultatet av Gateinjektionen gör Mosfeten ledande i halva 50Hz perioden.

— Vänster sida av figuren visar hur tyristorn EC103A är kopplad för att tillåta tändning via strömmen från Sourcelinjen. När vi berör Gatebenet, tänds lysdioden.

— I många tillämpningar upptar mekaniska switchar (oacceptabelt) stort utrymme. Dessutom drabbas — kontinuerligt — varje mekanisk switch av effekter från slitage. Elektroniska strömbrytare är fria från sådana brister. Om tyristorn används som »minne» garanterar tyristorns funktionssätt (dessutom) att endast den första pulsen avgör tändtillfället.

— Notera dock att tyristorn uppvisas viss backström i läge OFF — 1µA med dagens LED-teknik (2013) räcker för att låta ett svagt men fullt synligt sken framträda från en UltraBlå lysdiod (Se JFET-sensorn).

— Genom att tyristorn är relativt långsam i sin tON och tOFF (i området mikrosekunder) kan andra, snabbare och mera avancerade komponenter användas som switchkanaler, typ (HighSpeed) FlipFlops.

— NOT. I praktiska tillämpningar [inbyggd elektronik i olika lådor] bör Gatepinnen vara skärmad; Genom att lämna endast den yttersta toppen på en skärmad Gateledare öppen för Touch, garanteras ett minimum av möjliga feltriggningar från eventuellt närliggande starkt induktiva spänningskällor.

 

 

 

Grindar

 

 

GRINDAR

Enkla begrepp ger enkla minnesbilder som är lätta att komma ihåg

 

I vissa situationer, på en viss plats i en viss krets, behöver spänningsnivån i en eller flera elektroniska ingångar stundtals bestämma tillståndet i en särskild elektronisk utgång.

— Det särskilda arrangemang som ordnar detta problem kallas en logisk grind eller en elektronisk grind (eng. logic gate eller electronic gate).

— Arrangemanget som fixar problemet kan endast vara av två grundläggande former: OCH eller ELLER.

OCH

             A  B              REP = AND/och

 

             och den … och den … och den …

             ALLA broklaffar måste vara nerfällda för att komma från A till B

ELLER

                                             A

                                   STEGE = OR/eller

                                             B

             eller den … eller den … eller den …

             NÅGON nerfälld broklaff räcker för att komma från A till B

 

 

Enklaste sättet att verkställa OCH och ELLER grinden visas i illustrationen nedan. GrindSymbolerna är standardfigurer (Amerikanska Standarden) som komprimerar funktionens innebörd.

 

 

                    

 

En tvåingångars AND                   En tvåingångars OR

 

              

    any0in=0out                              any1in=1out

 

1 = Vcc                                      1 = Vcc0V6

0 = 0V6                                     0 = 0V0

 

BÄGGE xy måste vara 1            BÄGGE xy måste vara 0

för 1 ut                                       för 0 ut

 

— Sätten med AND och OR motsvarar matematikens multiplicerande (xy) och summerande (x+y) räknegrunder.

 

INVERTERAREN

Grindar

 

För att INVERTERA resultatet (från 0OFF till 1ON eller från 1ON till 0OFF) hos utgången kan den enkla transistorinverteraren användas. Konstruktionen med dess elektroniska symbol visas nedan.

 

 

 

        En inverterande grind

   

        1or0in=0or1out

 

NAND NOR XOR XNOR

INVERTERAREN tillsammans med AND och OR bildar egna speciella grundsymboler med benämningarna respektive NAND (notAND) och NOR (notOR). Symbolerna tecknas då

 

 

             The NAND-gate                        The NOR-gate

 

                                                                              

 

                 any0in=1out                             any1in=0out

 

 

Det finns också en tredje sammansatt grindtyp som kallas EXCLUSIVE OR (ExklusivtEller) respektive EXCLUSIVE NOR (ExklusivtIckeEller). Symboler och karaktärer för dessa visas nedan

 

The XOR-gate                            The XNOR-gate

 

                                

 

any x ≠ y in = 1out                                      any x ≠ y in = 0out

Z = x’y + xy’                                                     Z’ = x’y + xy’

 

Tvåingångars XOR-grinden kan också beskrivas på karaktären AnyEqualIN(MeaningIn=11or00)=0out.

— Alla de beskrivna grindtyperna sammanhänger med en speciell gren av matematiken benämnd Booles Algebra (eng. Boolean Algebra). Grundformerna ovan är vad vi behöver för att hänga med i den vetenskapen, säkert.

 

 

 

StabilSpänning

 

 

 

STABILISERAD SPÄNNING — eng. Regulated Supply

REGLERAD SPÄNNING

MIN Elektronikens Första Lag: ju mer stabil referens, desto mer tillfredsställande resultat.

 

 

ELDYKNING — min egen högst privata kortformsterm för analys, experiment och observationer av elektricitetens natur med hjälp av olika material och komponenter — behöver en bra, stabil och fin spänningsreferens. Det bästa, enklaste, exemplet är spänningslinjen från ett konventionellt kemiskt (alkaliskt) batteri.

 

   På samma sätt som i vanlig dykning under vatten, får man vara försiktig, studera grundfysiken, och göra sig förtrogen med naturbegreppen. Är man oförsiktig kan det leda till döden.

   Min rekommendation (alltid): känner du dig frustrerad, trött, ofokuserad, eller liknande: AVSTÅ — HELT. Det är just ens egen tillfälliga släpphänthet i 200 knutar under en tiondels sekund (55 meter på en sekund) som bestämmer skillnaden mellan att köra MELLAN träden, eller rakt på. Sträva alltid efter att ligga på topp (Jag själv är ett levande exempel på att det INTE ALLTID fungerar, men jag försöker i alla fall).

 

— MÄTNING (nämligen) av en defekt, en variation, en avvikelse eller annat framträdande kan aldrig bli mer precis än bredden (bruset, eng. noise) hos den mätande linjen.

 

 

TERMISKT BRUS finns i alla material som följd av atomernas naturliga svängningar tillsammans med sina elektronhöljen.

— @INTERNET Wikipedia Noise (electronics) [2013-05-15] http://en.wikipedia.org/wiki/Noise_(electronics) ger i sin artikel ett samband för det termiska brusets spänningsamplitud enligt

 

u           = √ 4bTRf

u           brusspänningen i Volt

b           Boltzmanns konstant 1,38 t23 J/°K

T          temperaturen i °K

R          materialprovets elektriska motstånd i Ohm

f            brusets frekvensband — beroende på frekvensområde, får man olika brusspänningsamplituder, se härledningen nedan hur f kommer in i bilden.

— En utmärkt beskrivning till innebörden av f-formen här finns f.ö. i

 

UNIVERSITY OF TORONTO — Thermal Noise

http://www.physics.utoronto.ca/~phy225h/experiments/thermal-noise/Thermal-Noise.pdf

 

Wikipedia ger ingen (direkt) härledning till ”Johnson bruset”. Men det finns en formellt, enkel, elementär, sådan som förklarar grunderna enligt följande:

 

P           = E/t                  ; 1/t = f  i Hz: P=UI anger effekten i Watt, E energin i Joule, t tiden i Sekunder, ref. Elektrisk Effekt

P           = K · E · f          ; K en optimal koefficient

b           = E/T                ; Boltzmanns konstant 1,38 t23 J/°K

P           = K · bT · f      

             = uI                   ;

u           = K · bT/I · f     ;

u·u        = K · bTu/I · f   ;

u2          = K · bTR · f     ;

u           = KbTRf       ;

 

Koefficientvärdet K=4 beskrivs (konventionellt) i samband med deriverings och integreringkomplex som berör härledningen ovan i djupare mening. En (relativt) utförlig konventionell beskrivning finns i webbkällan (samband 16)

 

PHYS 504 LAB - YALE UNIVERSITY — What is Johnson noise?

http://yalelab.wikidot.com/theory

 

Man sätter (helt enkelt) materialets internt slutna termiska brusström i lika med i=(1/2)u/R; Dvs., R=u/2i; Eftersom P=ui=Ri·i=Ri2, gäller tydligen att P=R[(1/2)u/R]2=R(1/4)u2/R2=u2/4R=bTf med K=4: u2=4bTRf.

— Strömvägen (i’) i en sluten krets, från en ändpunkt (A) till motstående (B) och tillbaka, kan förstås via spänningen (u) mellan ändpunkterna AB och resistansen (R) mellan samma ändpunkter AB via dubbla strömvägen — fram och åter — enligt 2i=u/R.

 

 

— Om vi har en spänningsreferens (eng. voltage reference) som varierar mellan 5 och 10 volt blir det svårt för oss att undersöka aktiviteter mellan 0 och 5 volt, speciellt om variationerna där är snabba och slumpartade. På samma sätt om spänningslinjen ligger mellan 0 och 5 nanovolt, är aktiviteten inuti de fem nanovolten gömd för oss, och förutsatt variationerna är snabba och slumpartade — vilket precis är fallet generellt i alla typer av spänningskällor.

— I denna inledande sektion ska vi studera grund och elementär teori och praktik hos diskreta (inte integrerade kretsar) stabila spänningsregulatorer och se hur sådana kan byggas praktiskt — och se exempel på hur överlägsna de är i renhet och finhet jämfört med spänningsreglering via integrerade komponentsystem..

 

Batteriet

Ett batteri — vanligt kemiskt — är i många fall en ideal elektrisk kraftkälla, men en dålig (urusel) spänningsreferens om vi behöver testa varierande strömmar under varierande tider.

 

 

                      

 

Fig:2a.

Vänster: Batterisymbolen. Höger: Ett typiskt 9V alkaliskt batteri i nära naturlig storlek, här i en 9V-batterihållare med anslutningskabel.

 

 

Batterisymbolen (typisk) visas ovan till vänster i figur 2a.

— Med en spänningsmätare och några resistanser kan vi testa ett batteri och se hur det uppför sig under olika belastningar.

Rin

— Den inre resistansen hos ett batteri (eller spänningskälla generellt) bestäms

 

             RIN = UDROP/IR             ; batteriets inre resistans

— En IDEAL spänningskälla ska visa Rin=0/I=0 — det är en sådan vi ska ta sikte på som elektronikingenjörer.

 

Ju lägre R-värde, desto starkare och i bättre kondition är batteriet.

— Ett perfekt, idealt, batteri skulle visa en fast spänning som aldrig ändras (Udrop=0), oberoende av strömmen. En sådan ideal regulator är vad vi måste ta sikte på, om vi än inte kan realisera den till 100% — men vi kan i alla fall försöka närma oss.

— Batteriet kan tjäna som energikälla — i ett första steg mot förverkligandet av vår ideala spänningsförsörjning — om vi tillåter ett litet spänningsfall i proportion till den maximala ström som regulatorn ska dimensioneras för. Spänningsfallet tillsammans med strömmen kommer då, emellertid, att motsvara en förlusteffekt. Vi måste räkna med en sådan, i vilket som helst praktiska fall, för att få fram en stabil reglering.

 

Den enklaste spänningsreferensen

Om strömvariationen är relativt liten, kan en vanlig enkel zenerdiod fungera som en nära perfekt stabil referens. Kopplingsschemat för en spänningsreferens baserad på en zenerdiod visas nedan i figur 2b.

ZenerRegulatorn

 

 

Fig:2b.

Den enkla zenerstabilisatorn med en ansluten strömkälla. Max strömgenomgång bestäms av zenerdiodens effektmärkning.

 

Zenerdioder med Uz ~ 5V6 är de mest temperaturstabila.

— Zenerdioden kräver emellertid en liten genomström (minst runt 1mA) för att trigga på zenerspänningen (Uz). Det betyder samtidigt att små variationer i zenerströmmen förorsakar motsvarande variationer i Uz-linjen. I en del tillämpningar kan sådana variationen ha försumbar betydelse — vilket betyder att zenerdioden nära perfekt löser hela problematiken automatiskt med stabil spänning  — medan sådana variationer i andra sammanhang kan visa sig helt oacceptabla. Det senare fallet gäller speciellt instrumentapplikationer — just det vi behöver som mest i elektronikens grunder.

 

Vill vi ta ut högre strömmar från zenerstabilisatorn måste vi lägga till (åtminstone) en transistor. Figur 2.1 nedan visar en typisk koppling.

 

 

Fig:2.1.

En zener-transistor spänningsregulator. Högra delen visar kretsens elektroniska ekvivalent.

— En utmärkt referens som bl.a. behandlar zenerregulatorer finns på webben på

TALKING ELECTRONICS — Regulated D.C. Power Supply  — kan inte kopieras

http://talkingelectronics.com/Download eBooks/Principles of electronics/CH-17.pdf

 

Från ekvivalenten i figurens högra del ser vi att R(Z), zenern, och transistorn sammansätter ett enhet med två block spänningsdelning. Utgångsspänningen blir återstoden av skillnaden mellan zener(spännings)fallet (Uz) och transistorfallet (Ube):

 

 

             Uut       = Uz – Ube       ; Zener-TransistorRegulatorns utgångsspänning

 

 

Vänstra sidan (ekvivalenten till höger i figuren) håller Uz, och högra sidan skiljer bara med den interna transistordioden bas-emitter.

— Transistorresistansen (R[T]) är normalt låg (omkring ental Ohm eller lägre) för praktiskt taget alla småsignaltransistorer. Men för att få den lämpliga Uz måste som vanligt en viss minsta genomströmning passera zenerdioden. Det strömvärdet finns angivet i fabrikanternas datablad beroende på effektklass och typ. För en 0W5 zenerdiod med zenerspänningen 5V6 är zenermärkströmmen typiskt relativt hög, 5mA.

— Regulatorn i figur 2.1 fungerar bra så länge Ubatt överskrider den spänning zenerdioden kräver. Även om Ubatt fluktuerar, syns (mycket) litet av den variationen i Uut.

— Fluktuationerna existerar dock i och med att enda egentliga möjliga exakta referensen är den fixa Uz, och den ändras via strömfaktorn i takt med att Ubatt avtar med batteriets livslängd (normalt runt IT=K=500 mAh för ett alkaliskt 9V-batteri: med 5mA konstant ström räcker ett sådant batteri tiden T=K/I=500mAh/5mA=100 timmar=4,167 dygn — frånsett huvudbelastningen).

— Vilket vill säga: en perfekt regulator av ovan exemplifierade typ är giltig som perfekt spänningsreferens endast med en perfekt fast ström genom zenern. Men en sådan konstant, fast och fix ström finns inte i den aktuella anordningen.

— Det finns ett (flera) sätt att närma sig en sådan, mera avancerad, regulator som kan uppvisa nära perfekt referensström och dito spänning. Nämligen i kraft av diodens inneboende potentialbarriär — som dock är (starkt) temperaturberoende. Denna del kan också motkopplas. Vi studerar detaljerna i det följande.

                                                                                                                                                                

 

PotentialBarriärSpänningsRegulatorn [PBSR] | Stabil spänning | PBSRex | Fullständig nollPBSR

 

Grundkoppling

 

PotentialBarriärSpänningsRegulatorn — PBSR

 

Den perfekta 20°C spänningsreferensen

PBS-regulatorn (PBSR)

———————————————————————————————

ANVÄNDNINGEN AV HALVLEDARENS 0V6 POTENTIALBARRIÄR

 

En verklig framryckning i spänningsregleringens observationer i strävan att hitta en perfekt referens ges av följande grundkoppling, figur 3:

 

Rb                     = β(T1)[Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxPBSRut)]             ; gäller med T1 som bipolär transistor

Är T1 en (Power) MOSFET, välj Rb så lågt som möjligt vilket garanterar maximalt snabb reglering. Se dock Restriktioner enligt praktikexempel.

R3                     = β(T1)β(T2)[Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxPBSRut)]  ; R3 får inte överstiga detta värde

 

Rin       inre resistans — PBSR innehåller ingen observerad sådan: utspänningen är, utöver de kortvariga transienterna vid strömändring, oberoende av lasten.

 

— Få se nu: OM T2 är låg … och … och. Ja. Så måste det bli:

 

 

Fig:3. POSITIVA Grundformen för en PBSR. Klicka på sambandskomponenten längst till vänster för utförlig beskrivning.

Ingen verkar ha uppmärksammat ovanstående diskreta regulatortyp i etablerade kretsar — eftersökningen fortsätter. Den kom till mig (1986) i början av mina transistorkunskaper i samband med en kafferast och en mindre överläggning i tanken. Den har sedan dess spritt glädjen vidare.

 

R4                     = β(T1)β(T2)[Uut – 0V6]/[I(maxPBSRut)]                 ; R4 får inte överstiga detta värde

 

R2                     = β(T1)β(T4)(0V6)/[I(maxPBSRut)]                             ; R2 får inte överstiga detta värde

R2 (i storleksordningen några KiloOhm) kan kombineras med ett NTC-motstånd (typ 1K) för att kompensera den annars temperaturkänsliga kiseltransistorns basdiod.

R1                      = (β(T1)β(T4)(0V6)/[I(maxPBSRut)])[(Uut/0V6)1]; R1 bestämmer Uut med fast R2

 

CBeror på summan av samverkan mellan alla komponenter tillsammans med ledningsdragningen. Nominellt värde 1µF.

 

Vänster: Potentialbarriärspänningsregulatorn — en helt utmärkt anordning med ytterst fina egenskaper.

Höger: Funktionsekvivalenten med användning av en operationsförstärkare. Funktion:

— Om Uut, högra figurdelen med OP-kopplingen, är mindre än den OBS fasta referensen 0V6 (som måste ordnas separat, flera sätt finns) är också i 0V6-spänningen i spänningsdelaren mindre än referensen 0V6: OP:n som komparator går därmed hög: basströmmen till transistorn stryps, och Uut sjunker; Är Uut större än den fasta 0V6-referensen svänger OP:n åt andra hållet: Transistorn öppnar mer och Uut ökar.

— Slutresultatet är att OP:n reglerar Uut till en (mycket) fast och stabil spänning, förutsatt 0V6-referensen också är stabil och fast.

— Regleringen fungerar på samma sätt med figurens vänstra komponenter:

— T2 stryper eller öppnar T1 allt eftersom Uut försöker ändra spänningen vid T4:s Ube. Resultatet blir en ytterst, väldigt fin spänningslinje vid Uut som väl kan matcha ett kemiskt batteris lågbrusiga spänningslinje.

— Enda direkta nackdelen med transistorarrangemanget, är att Ube via T4 är temperaturkänslig; Ube tenderar att sjunka med ökande temperatur — märkbart inom ental grader. Via sambandet Uut/Ube=n=(R1/R2)+1 betyder det att också Uut avtar med temperaturökningen. Det finns dock olika sätt att kompensera den ökningen, inom vissa gränser, främst med hjälp av ett lämpligt NTC-motstånd.

— Jämförelse mellan Uut-spänningslinjerna mellan transistor- och OP-anordningen via OP:n CA3140 visar helt klart att OP-kopplingen är märkbart mera brusig än transistorkopplingen. Endast den senare matchar batterispänningens fina och lågbrusiga utspänningslinje.

 

 

Enligt min egen erfarenhet, tester, experiment och försök, uppvisar PBSR närmast otroligt fina egenskaper. Det omdömet grundas främst på utspänningslinjens (exceptionella) finhet och renhet — praktiskt taget oberoende av lastströmmar (strömmar över 1A inte närmare testade).

— Utgången framstår praktisk taget ostörd av belastningar (inom komponenternas begränsningar). Emellertid, beroende på komponentvärdena, kan PBS-regulatorn reagera långsammare eller snabbare i återhämtningen från höga, snabba, kortvariga strömuttag.

Spänningsdelaren (R1;R2) i PBSR baseras på sambanden nedan:

 

             Ube      = R2I ;  I = Uut/(R1+R2)

                          = UutR2/(R1+R2)

             Uut       = Ube(R1+R2)/R2 = Ube(R1/R2 + 1)      ; utgångens reglerade spänning

 

             R1         = R2[(Uut/Ube)1]

 

Funktion

VID PowerON är alla transistorer utom T1 i läge OFF(Av).

— Strömmen genom Rb som säkrar regulatortransistorns (T1) användbara ström, innefattas i strömanvändningen (lasten) vid Uut.

— Transistorerna T2 T3 T4 blir (teoretiskt) aktiva från Uut=0V6. Vid denna nivå spelar T3 en central roll:

— När T3 leder, håller den samtidigt T2 i ett OFF(Av)-läge — vilket medför att T1 kan leda fritt, och därmed att Uut ökar — och därmed via spänningsdelaren även strax med T4 ledande.

— Men ledande T4 betyder en strypning av T3: strypningen av T3 gör att T2 leder, och därmed strypning av T1: stegringen i Uut upphör.

— Genom den typen av en »synkron inverterad motkoppling» infinner sig snabbt ett jämviktsläge där varje ändring i Uut motverkas effektivt.

 

 

Till Funktionsbeskrivningen i PBSR från figur 3.

 

Konsekvensen av regleringen blir alltså:

— Ökar Uut minskar Uut:

— Minskar Uut ökar Uut.

— Nettoresultatet blir att kretsen självstabiliseras exakt med referens till och VID spänningsdelarens utgång till T4b via kiseldiodens potentialbarriär 0V6. Genom att alla transistorer samverkar (harmonierar) för att undertrycka variationer, erhålls en utomordentligt ren och fin utgångsspänning — väl i klass med den från ett kemiskt batteri.

— Mina egna tester (hittills [Maj2013]) har visat att spänningsregulatorer baserade på integrerade kretsar, och även (vanliga) operationsförstärkare (figur 3 höger) som reglerare, på inget sätt kan mäta sig med den fina utspänningslinjen från en PBSR.

 

SiHEAT

KISELKRISTALLENS TEMPERATURKÄNSLIGHET

 

Kiselkristallens 0V6-barriär tar snabbt med sig Uut neråt med ökande temperatur

 

PBS-regulatorn (Potential Barrier Voltage Regulator) i figur 3 har en (djupgående) nackdel:

— Om bipolära transistorer används, sjunker Uut med avtagande tröskel U(beT4)=0V6 som följd av växande omgivningstemperatur.

— I öppna test- och laboratoriekretsar är den detaljen egentligen inte ett problem, eftersom PBSR-konstruktionen som sådan (kring T4) är relativt strömsnål och själv därför inte utvecklar någon nämnvärd värme till omgivningen. Det enda man märker är att Uut avtar något under heta sommardygn (>20°C, om man inte har temperaturreglerad AirCondition hemma).

— Om temperaturvariationer förekommer (från rumstemperatur och upp mot typ 60-70°C, typ som följd av inbyggnad i apparatlåda), kan PBSR-kretsens bägge likartade resistanser R2 och R4 bägge kombineras (i serie) med NTC-motstånd:

För R2:

— Ett (1K) NTC-motstånd (Negative Temperature Coefficient) i serie med en ordinär R2 (runt 4-6K) ger en hyfsad kompensation för temperaturvariationer (20-70°). Men man måste testa sammansättningen först (jag använder den varma luftströmmen från en hårtork i mina värmetest runt 20-70°C tillsammans med en digitaltermometer vars sensor placeras nära T4), så att man säkert ser att NTC-insättningen motsvarar en förväntad stabilitet.

För R4:

— Samma fason gäller för R4, men med ett NTC-motstånd ca 100-200ggr större. Här finns inga (enkla) matematiska samband att stödja sig på, utan man måste testa aktuella komponenter via separat värmetest för varje specifik fast utspänning (Uut) som PBSR ska leverera.

 

En av fördelarna med att använda en operationsförstärkare (figur 3 höger) som alternativ till de PBSR-diskreta transistorerna T2 T3 T4, är att utspänningen i en OP berörs ringa av temperaturvariationer (alla OP:s har olika typer av integrerade temperaturkompensatorer). En annan fördel med en OP i sammanhanget är att den tar upp mindre plats — men som sagt till priset av en (betydligt) mindre fin utspänningslinje.

 

PBSRex

KOMPONENTBESTYCKAD PBSR I EXEMPEL

 

Ett exempel på en lågeffekt (nominellt max 100mA för att undvika äventyr — vilket du själv måste kontrollera gäller i de valda komponenterna och matningarna, Uut=0V6 till 12V med max 60V Uin och PmaxT1BC546A=0W5) PBSR för laboratorieändamål visas i figur 5 nedan.

— NOTERA att komponentvärdena (Rb R3 R4 R2 R1) INTE är optimerade för alla möjliga fall i matningsspänningarna alla möjliga fall. I slutänden gäller i vilket fall speciella komponentvärden för varje bestämt fast Uut.

— Med strömförstärkningen β(T1)=200 [nom. BC546A] och Rb=10K, samt Uin=30V, blir maximala strömuttaget vid Uut=12V i komponentbilden ovan (från härledningen till Rb) lika med

 

 

[I(maxPBSRut)]       = β(T1)[Uin  (Uut + 0V6)]/Rb          ; gäller med T1 som bipolär transistor

                                       = (200)(30V – 12V – 0V6)/10K

                                       = 348mA

 

Kretsbilden nedan i figur 5 är INTE direkt dimensionerad för en sådan kontinuerlig reglering: T1 kommer att utveckla effekten

P = UI = (30V–12V)(0,348A) = 6,264 W — vilket betyder att T1 helt säkert blir både STEKT och grillad och kokad tämligen snabbt.

— Vi måste ALLTID kontrollera dylika kombinationer — i varje enskild elektronisk konstruktion — mot aktuella komponenter, så att inga äventyr (främst brandfaran) uppkommer, eller annat som berör otillåten överlast.

— Styrs däremot PBSR-kretsen ovan ut av grovspänningen från en switchad batterieliminator (typ VANSON, Clas Ohlson) via Uin=15V får man motsvarande

P = UI = (15V–12V)200[15V –  (12V + 0V6)]/10K = (3V)(48mA) = 144mW 

— Det är däremot ett acceptabelt effektvärde som T1 klarar utan montering av kylare.

— Notera också spänningsmärkningen på kondensatorn (C): denna måste matcha (minst) Uin-värdet — högre inspänning till en kondensator än dess max märkspänning betyder direkt explosionsrisk.

 

 

Max Uin: 60V   ; NOTERA att BC546 INTE klarar mer än 0,5 W vid 20°C:

konstruktionen måste ALLTID dimensioneras på den aktuella komponentens villkor

MaxUut: 12V

P(maxT1BC546)  0W5, [P=UI]T1

posPBSRexempel


 

Fig:5. PBS-regulator för enklare laboratioreändamål — testa att använda en switchad batterieliminator på 15V [VANSON, Clas Ohlson] för Uin.

Den backvända dioden över T1 är ett generellt sätt att skydda PBS-regulatorn (inkluderat T1, eller motsvarande) vid avstängning om (otillåtet hög) restspänningen finns på Uut.

 

 

 

PlusMinusPBSR

 

 

 

POSITIVA OCH NEGATIVA PBSR

 

Figur 4 nedan visar hur en negativ PBSR framgår ur en positiv PBSR — här är teori och praktik i fullständig överensstämmelse.

— ALLA NPN-transistorer i positiva PBSR ersätts med (motsvarande dataanaloga) PNP-transistorer för negativa PBSR.

—Dvs., negativa PBSR blir en ren spegelbild (frånsett polariteten för negativa C som måste ha pluspolen till nollan [GND]) av positiva PBSR.

 

 

 

Fig:4.

PBS-regulatorn arbetar excellent på bägge spänningssidorna i ett ±-nätaggregat. De olika typerna kan testas direkt på ett kopplingsdäck för att verifiera funktionssättet.

 

 

 

PBSR, utförlig komponentbeskrivning

 

UTFÖRLIG KOMPONENTBESKRIVNING — PBSR

 

DIMENSIONERINGEN AV Rb R3 R4 R2 R1 C

 

 

 

Fig:3.1.

Delillustration till analysen för bestämningen av komponenterna till PBSR.

 

NOTERA att max spänningsfall över T2 blir (se figur 3.1 ovan)

 

U(cT2)              = Uut + 0V6(UbeT1)

 

där U(cT2) + U(Rb) = Uin.

— Max spänningsfall över Rb blir då

 

U(Rb)                = Uin – U(cT2) = Uin(Uut+ 0V6)

Rb

Rb initierar komponentvärdena på regulatorns max tillåtna utström

Maximala strömmen genom Rb och därmed också maximala basströmmen genom den bipolära linjetransistorn T1, blir

 

                                 U(Rb)        Uin  (Uut + 0V6)

             I(maxRb) = ——— = —————————

                                  Rb             Rb

 

I(maxRb)           = U(Rb)/Rb

                          = [Uin  (Uut + 0V6)]/Rb

                          = I(maxPBSRut)/β(T1)                                                    ;

Rb                     = [Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxPBSRut)/β(T1)]            ;

Rb                     = β(T1)[Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxPBSRut)]             ; gäller med T1 som bipolär transistor

 

EXEMPEL:

— Med max utström I(maxPBSRut)=1A för en fast reglerad utspänning Uut=5V från en oreglerad inspänning på (effektivt) Uin=10V via en bipolär utgångstransistor (T1) med strömförstärkningen 100, får Rb inte vara större än max

Rb = (100)(10V – 5V – 0,6V)/1A = 440Ω.

— OM det också i den praktiska kretsen finns en kondensator (C) med i bilden — som därmed tillsammans med Rb trögar upp transientsvaret hos regulatorn — kan Rb göras mindre och därmed regulatorn mera snabb (och därmed mera stabil för variationer) för att motverka den oönskade RC-effekten.

— Rb får heller inte vara alltför lågt, vilket eventuell dödar regulatorn på en hög styrström. I slutänden får man i så fall kompromissa och söka den mest gynnsamma lösningen.

— Notera också möjligheten med T1 som en unipolär Power MOSFET transistor:

— I sådant fall gäller inte Rb-sambandet ovan: MOSFET-transistorn styrs av sin gatespänning, och det är bara den som räknas. Däremot kommer Rb-värdet att spela följande roll i MOSFET-fallet: För att så snabbt som möjligt ladda/ladda ur MOSFET:ens inre gatekapacitans, vilket garanterar snabb reglering via T2 och Rb, ska Rb (och T2) kunna leda så stor ström som möjligt.

 

— I praktiken tillkommer hela regulatorns förmåga att just reglera bort variationer på Uin, samt transienter på Uut från eventuella stötströmmar i belastningen, med motsvarande ändringar i basdrivningen till T1 via T2, och därmed via Rb.

— Det betyder (enligt observerade test som visar hur regulatorn uppför sig) att det teoretiskt statiska I(maxRb)-värdet blir (på tok) för stort OM regulatorns främsta uppgift också är att regleringen av Uin-variationerna ska ske så snabbt som möjligt i förening med ingångskondensatorn (C).

EXEMPEL:

Med Iut=100mA och β(T1)=100 krävs en teoretisk statisk ström på minst

Ibe = Iut/β(T1) = 1mA = »I(maxRb)».

— Med Uin=10V och Uut=5V skulle vi få

Rb = U(Rb)/I(Rb) = (1V)(10 – 5 – 0,6)/1mA = 4V4/1mA = 4K4

Det Rb-värdet fungerar fint — så länge inga stötströmmar förekommer eller används.

— I det praktiska fallet visar det sig att PBS-regulatorn reglerar allt bättre/snabbare ju lägre Rb-värdet är — vilket samtidigt gör regulatorn »dryg» på tomgång: den drar motsvarande stora tomgångsströmmar. Vilket som gäller i slutänden, får man kompromissa med tillsammans med avvägningar i tomgångsström och övriga aspekter.

— Här skulle en generell 1K-resistans vara ett lämpligt val — max 10mA i tomgångsström — men i praktiken blir den strömmen betydligt mindre då regulatorn också levererar en liten utström som kräver en motsvarande mindre T1-basström. Ett lågt Rb-värde blir på detta sätt, på sätt och vis, INTE kritiskt.

 

 

Det betyder att strömmen I(beT2) genom R3 måste vara tillräcklig i respekt till strömförstärkningen hos T2 för att säkert sänka (maxRb) för regleringens ändamål.

 

De här beskrivna riktlinjerna för beräkning av R-komponenterna är speciellt viktiga om PBS-regulatorn används som en justerbar dito. I sådant fall kommer den primära faktor som avgör regulatorn stabilitet PÅ komponenternas dimensioner att vara den minsta utspänningen UutMIN, tillsammans med den primära spänningsmatningen UinMAX.

 

Exempel

Dimensioneringen av Rb

a) PBS-regulatorn med låg utspänning

T1(hFE)                          = β = 200

[T1(VCEsat)                  = 0V3]

I(maxT2)                       = 100mA

 

UinMAX                       = 15V

UutMIN                        = 1V

Då gäller

I(maxRb) = I(maxT2)/β = 0A1/200 = 0mA5 = 5 t4 A

U(maxRb) = Uin  (Uut + 0V6) = 15V –  (1V + 0V6) = 13V4

RbMIN = U(Rb)/I(Rb) = 13V4/(5 t4 A) = 26KΩ8

 

b) PBS-regulatorn med hög utspänning

UinMAX                       = 15V

UutMIN                        = 14V

Då gäller

I(maxRb) = I(maxT2)/β = 0A1/200 = 0mA5 = 5 t4 A

U(maxRb) = Uin  (Uut+ 0V6) = 15V  (14V + 0V6) = 0V4

RbMIN = U(Rb)/I(Rb) = 0V4/(5 t4 A) = 800Ω

 

Med en justerbar PBSR mellan de bägge ab-alternativen, måste den lägre resistansen väljas.

R3

Exempel

Dimensioneringen av R3

T2(hFE)                          = β = 200

Rb                                  = 1KΩ              ; = Uut/[I(maxUut)/β(T1)]

U(beT1max)                  = 0V6

UinMAX                       = 15V

UutMIN                        = 1V

Då gäller

I(maxRb)                       = [Uin  (Uut + 0V6)]/Rb

                                       = [15V –  (1V + 0V6)]/1KΩ = 0,0134 A

 

Med en strömförstärkning β(T2) = 200 måste basströmmen till T2 vara minst

 

I(beT2)                          = I(ceT2)/β(T2)

                                       = I(maxRb)/β(T2)

                                       = 0,0134A/200 = 6,7 t5 A = 67µA

 

Med en 1 volt utgång och en U(beT2) på 0V6, kommer motståndet R3, som försörjer T2b, att uppvisa ett max spänningsfall på

0V4 = 1V–0V6. Då måste R3 vara lika med eller mindre än

 

R3         = U(R3)/I(R3) = 0V4/67µA = 5KΩ970

 

För en dynamiskt säker operation (dubbla strömmen), kan vi insätta R3 som approximativt halva detta max begränsningsvärde.

 

R3         = [Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxRb)/β(T2)]

             = β(T2)[Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxRb)]

             = β(T2)[Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxPBSRut)/β(T1)] ;

R3        = β(T1)β(T2)[Uin  (Uut + 0V6)]/[I(maxPBSRut)]  ; R3 får inte överstiga detta värde

 

R4

R4 följer av R3:

 

Med R3 bestämt måste R4 kunna leverera MINST basströmmen genom R3 dividerat med T4-förstärkningen (β):

 

R4max               = U(R4)/I(R4)

                          = U(R4)/I(beT2)          

                          = [Uut – U(beT3)]/I(beT2)      

                          = [Uut – U(beT3)]/[I(maxRb)/β(T2)]  

                          = β(T2)[Uut – U(beT3)]/[I(maxRb)]

                          = β(T2)[Uut – U(beT3)]/[I(maxPBSRut)/β(T1)]           ;

R4max               = β(T1)β(T2)[Uut – 0V6]/[I(maxPBSRut)]     ;

R4 är proportionell mot spänningsregulatorns fasta utgångsspänning MAX U[R4] = Uut — U[beT3]

 

NOTERA ATT DESSA BERÄKNINGAR ÄR TEORETISKT IDEALA.

— I den aktuella, praktiska kopplingen — speciellt om vi måste använda en eller annan kondensator — måste vi i vilket fall alltid genomföra justeringar via praktiska tester för att få fram en mesta möjligt optimalt fungerande elektronisk krets (olika transistorindivider uppvisar olika förstärkning inom ett visst intervall, vilket omöjliggör mera exakta beräkningar) — testerna kräver också avancerade testinstrument, typ oscilloskop, för maximal koll på vad som händer i ledningarnas praktiska fysik.

R2

R2 följer av R4:

 

För att säkra regleringen av strömmen till R4 — som T4 har möjlighet att dra bort från T3 ner till nollan (GND) — måste T4 helt säkert kunna leverera MINST maximala strömmen genom R4 [som ovan i slutänden lika med I(beT2)] dividerat med T4-förstärkningen:

 

I(beT4)              = I(beT2)/β(T4)            ; I(maxRb) = I(beT2) = I(maxPBSRut)/β(T1)

 

Med den förutsättningen får man R2 enligt

 

R2max               = U(beT4)/I(beT4)

                          = U(beT4)/[I(beT2) /β(T4)]

                          = β(T4)(0V6)/[I(beT2)]

                          = β(T4)(0V6)/[I(maxPBSRut)/β(T1)]   ;

R2max               = β(T1)β(T4)(0V6)/[I(maxPBSRut)]    ; R2 får inte överstiga detta värde

EXEMPEL:

Med en maximal Rb-ström på 10mA = I(beT2) =  och T4-förstärkningen lika med 200 får man

R2MAX = 200 · 0,6V / 10mA = 12KΩ

— För att bredda marginalerna använder jag halva [runt 6K — ett standardvärde på 4K7 går bra].

R1

R1 följer av R2:

 

Genom att spänningen över R2 är konstant 0V6 får man slutligen R1 som tidigare enligt

 

R1                     = R2[(Uut/Ube)1]      ;

R1                     = R2[(Uut/0V6)1]      ;

R1                     = (β(T1)β(T4)(0V6)/[I(maxPBSRut)])[(Uut/0V6)1]

C — se figur 3 vänster

Kondensatorn (C)

 

— Kondensatorn (C) kan undvaras helt om ledningsdragningen är optimal (korta, grova ledare) och en utgångskondensator Uut-GND finns (minst 1-10µF beroende på hur kretsen är konstruerad), ej utritad i kretsbilden ovan.
— Finns C med, blir regleringen (något) långsammare (transientsvaren vid belastningsändringar får högre amplitud med längre varaktighet).
— En Rb-parallell kondensator (100nF, keramisk) kan också användas som ersättning för C-placeringen i kretsbilden ovan, och förutsatt Rb är lågt. Vilket som gäller för snabbaste/renaste slutresultatet måste i vilket fall testas per aktuella komponenter — alltid i förhållande till den kretsbild som det praktiska slutbygget uppvisar i fysiken: det är du som konstruktör som bestämmer den delen själv.
— Om kondensatorn undvaras helt finns risken (beroende på kretskonstruktionen) att regulatorn uppför sig som en (högfrekvent) självsvängande oscillator.

 

 

 

nollPBSRegulatorerPBSR

 

 

 

EMITTERSTYRD PBSR

FULLSTÄNDIGA NOLLREGULATORER — FullZeroPBSR

FULL ZERO REGULATORS 2002I4

 

SOM VI REDAN NOTERAT uppvisar den enkla PBS-regulatorn en liten teknisk flaskhals: dess minsta möjliga utspänning är 0,6 volt. I ett reglerat laboratorieaggregat skulle vi önska att den nivå kunde gå ända ner till exakt noll volt.

— Vi kan lösa det problemet genom att mata emittertransistorn (T1 figur 3, samma T1 som nedan) från en separat strömförsörjd enhet som får T1e som minuspol [V(GE[GND]) = T1emitter]. Vi flyttar (alltså) bara upp en PB-regulator på hela regulatorns utgångstransistor (T1).

 

VREGmin:           0V6

VREGmax:          no limit*

*practically VG – VCEsatT1

 

 

NOTERA att Ver i fallet med T1 som en [Power]MOSFET måste vara (fabrikanternas datablad) runt 10V för att få igenom maximalt strömuttag hos T1.

 

En viss kompensation för temperaturvariationer (20-40°C) fås om R4 (100K) parallellas med ett 220K NTC-motstånd.

Beteckningen G i VG används här generellt för att referera en s.k. glättlinje (med tillhörande glättkondensator) som normalt föregår en spänningsregulator.

Kretsen ovan är avsedd för relativt låga strömuttag (inte mer än 100 mA).

 

SPÄNNINGSDELAREN till den EMITTERSTYRDA PBSRn

 

För den vanliga spänningsdelaren gäller U0/U=(R1/R2 + 1) med U0 som hela spänningsfallet U(R1)+U(R2).

— För spänningsdelaren med emitterreferensen i figuren ovan gäller motsvarande UR1/(UR2=U)=R1/R2. Grunden är gemensamma strömmen genom bägge resistanserna R1 och R2, lika med U/R2 = I = UR1/R1. Det ger tydligen U/UR1 = R2/R1 och därmed UR1/U=R2/R2.

— I EMITTERREFERENSEN (ER eller er), och för en bipolär transistor T4, ligger alltid UbeT4(relT1e) potentialbarriären 0V6 över T1-emitterns Uut.

 

Vi förenklar/förtydligar figurens beteckningar med VER=Uer och Uout=Uut med Ub=U(be)=0V6 för bipolär transistor T4.

 

— I termer av hela spänningsdelaren med U=Uut+Uer ges relationen mellan resistanserna R1 och R2 enligt

 

R1/R2 + 1         = U/U(R2)                                 ; spänningsdelaren

= U/(Uut + Ub)                          ; Ub=U(beT4); U = (Uut + Uer)

= (Uut + Uer)/(Uut + Ub)         

= (a+b)/(a+c)

= (a+b + c – c)/(a+c)

= (a+c + b – c)/(a+c)

= 1 + (b – c)/(a+c)

= 1 + (Uer – Ub)/(Uout + Ub)   ;

R1/R2                = (Uer – Ub)/(Uut + Ub)          ;

Uut                    = (Uer – Ub)(R2/R1) – Ub       ;

R2/R1                = (Uut + Ub)/(Uer – Ub)          ;

R2/R1                 = (Uut + 0V6)/[Uer – 0V6]

NOTERA att Ver i fallet med T1 som en [Power]MOSFET måste vara (fabrikanternas datablad) runt 10V för att få igenom maximalt strömuttag hos T1.

 

 

Om T2 ersätts av en MOSFET småsignaltransistor (typ BS170, notera den inbyggda backdioden) kommer strömmen till T1 inte längre att bero på R3: T1b får i varje läge så mycket ström den behöver via T2 (vilket också kräver motsvarande matchande komponenter i matningen till V[GE]). Det betyder att insättningen av en Mosfet för T2 — och förutsatt T1 kan hantera strömmarna — gör att hela regulatorn kan hantera ett bredare strömområde (dessutom med snabbare respons).

 

 

 

Skyddskretsar — för ström, spänning och temperatur

SR, SpänningsRegulator — VOLTAGE REGULATOR

 

 

 

Se EXEMPEL PÅ UTFÖRLIG GENOMGÅNG MED PRAKTISKT EXEMPEL på elektronisk strömsäkring i

NCH-Fusebox.

 

SKYDDSKRETSAR

 

STRÖMSÄKRING är ett måste i ett reglerat spänningsaggregat för laboratoriebruk. Alla som (frekvent) sysslar med test av olika typer av elektroniska kretsar, speciellt uppbyggda på kopplingsdäck av olika typer, vet att det finns en viss minsta (minimal) frekvens tillfällen när olyckan är framme (det räcker med att ett par oisolerade avsnitt kommer i beröring): ibland uppstår tillfällig kortslutning.

— Finns inget skydd som träder in och klipper av strömmen, är risken stor att en eller flera komponenter — eller hela huset — går upp i rök.

   Min rekommendation:

— Lägg därför ner extra mycket tid på att studera detaljen med olika strömsäkringslösningar till (först och främst) din experimentutrustnings PRIMÄRA strömförsörjning för allmänna ändamål.

 

Se generellt även på webben via »voltage protection», »overvoltage protection», »cicuit protection», etc.

 

Det finns en uppsjö av olika typer av strömsäkringar i elektroniklitteraturen. Men alla återfaller på en och samma grundprincip:

 

 

 

Vänster: Mittblocket representerar en spänningsregulator (SR) tillsammans med omgivande filterkondensatorer Cin (glättlinjens filterkondensator) och Cut (utgångens filterkondensator, i den mån den krävs).

Höger: Alla strömsäkringar bygger på någon avkännande strömsensor (Rc). Rc tillsammans med en Strömkontroll styr, reglerar eller bara stänger av hela regulatorkretsen vid en viss förutbestämd strömnivå.

 

 

Man insätter ett avkännande motstånd (Rc) — med fördel direkt efter (emitter-) utgången på spänningsregulatorn. Blockschemat nedan visar hus StrömK(ontr)ollen fungerar med en enda komponent i formen av en NPN-transistor:

 

 

När strömstyrkan Iut=U(Rc)/Rc via sensormotståndet Rc når upp till tröskelspänningen U(beNPN)=0V6, kan den så öppnade strömkolltransistorn ta drivström (internt) från basen på spänningsregulatorns utgångstransistor som därmed stryps.

— Den kopplingen fungerar alltså som en strömbegränsning, inte en strömswitch.

 

Om vi återknyter till figur 5 (PBSR i exempel) skulle transistorinsättningen ovan se ut som i kopplingsschemat nedan:

 

 

 Emitterkopplad [T1] Strömbegränsare [NPN]

 

När U(Rc)=U(beNPN) når 0V6 och den insatta strömbegränsningstransistorn NPN börjar leda, tas ström från Rb som normalt skulle användas för T1. Ju mera den insatta NPN-transistorn öppnar, desto mera stryps strömmen till T1. Därmed en automatisk strömreglering via Rc.

— Notera att utspänningen Uut inte påverkas (som vanligt förutsatt Uin>Uut+UbeT1), eftersom Rc och NPNe ligger före spänningsdelaren R1R2 som avkänner Uut.

— Strömgränsen bestämmer Rc-värdet direkt enligt Rc=0V6/IutMAX.

   Kopplingen ovan är (ännu Maj2013) inte explicit testad.

 

Resistansen (Rc) som måste insättas för att säkra strömgränsvärdet blir kiseltransistorns potentialbarriär (0V6) dividerat med den maximala utgångsströmmen (IutMAX), Rc = 0V6/IutMAX.

— En webbkälla som beskriver typformen (och strömsäkringsgrunderna) finns på

 

 

TRANSISTOR CURRENT LIMITER

http://www.radio-electronics.com/info/circuits/transistor_current_limiter/transistor_current_limiter.php

 

 

För att få en direkt strömswitch då en viss strömgräns uppnås, krävs ytterligare komponenter.

Nackdelen med den enkla (bipolära) transistorn — om önskemålet är en mera noggrann strömsäkringsfunktion — är att

1. »0V6»-nivåns ON-punkt är en mer eller mindre odefinierad parameter: UbeON har inget distinkt tillfälle, utan styrs av en exponentiell typfunktion (potentialbarriärens ström och spänningsknä), samt

2. även med relativt små temperaturvariationer ändras »0V6»-nivån, vilket (typform) gör inställningar för strömbrytning i området mA meningslösa utan temperaturkompenserande komponenter.

 

Dessa punkter innebär att en mera avancerad, noggrann elektronisk strömsäkring kräver en mer eller mindre avancerad komponentbild: ingen enkel match — typ OP-kopplade kretsar (med hysteres och precisionskalibrerade strömsäkringsnivåer) eller grindlogik med minneslåsning (Latch) som säkrar att strömtriggtillfället inte kommer att generera självsvängning.

PC817 OFF  ~

Låt oss belysa SVÅRIGHETERNA med ett exempel:

 

Exempel på strömsäkring med optokopplare

 

Problemet med strömavstängningsfunktionen ovan:

— Rb-strömmen genom OFF-transistorn KAN bli besvärlig att hantera i de fall där Rb — för snabb huvudreglering — är litet, säg 100 Ohm (eller lägre). Den typen vill vi, helst, inte ha.

— Användningen av optokopplare (isolationsspänningar runt KV) är för övrigt ett bekvämt sätt att kringgå problemet med signalstyrning mellan olika matningsnivåer.

— Notera »dubbelOptoKopplingen»: Man KAN ansluta tyristorn direkt till OFF-transistorn — men med risken att OFF-transistorn börjar leda INNAN tyristorn tänder: funktionen blir en strömbegränsning. Med en separat, extra, transistorOFF-optokopplare som styrs av huvudströmmen till tyristorn ges en (nära helt säker) switchfunktion till läge off.

— Notera även optokopplarnas (allmänna) strömkaraktär: generellt med minsta diodströmmen omsätts bara (typiskt, PC817) CTR[CurrentTransferRatio]=50% på transistorsidan i kollektorström. Kolla fabrikantens datablad, och räkna med (sämsta fallet) dubbla diodströmmen för att få en viss minsta transistorström.

 

 

GENERELLT VIA DISKRETA TRANSISTORKONSTRUKTIONER förefaller uppgiften inte helt enkel att få fram en tillfredsställande lösning där hela spänningsregulatorn kan stängas av elektroniskt automatiskt, helt och hållet, vid överström.

— Används istället operationsförstärkare som centralkomponent i en spänningsregulator, se figur 3 höger, kan problemet med avstängning lösas direkt genom en tyristor-transistorkoppling som drar ner referensspänningen till noll.:

 

Vissa äventyr utan optokopplare

 

 

Tyristortändningen via den införda NPN-transistorn KAN vara medföra att OFF-funktioinen vid strömgränsen uteblir och funktionen istället blir en (halv) strömbegränsning. Nämligen på grund av att tyristorgaten också släpper igenom en liten ström upp till omslaget, innan det sker, vars lilla ström passerar ner till bottentransistorn, som därmed bara delvis drar ner 0V6-vivån i proportion till spänningsfallet över Rc. För att komma ifrån den olägenheten kan en optokopplare användas. Hur en sådan lösning ser ut av princip visas i föregående kopplingsbild Strömsäkring med optokopplare.

— I kopplingsbilden ovan kan Rc-transistorn ersättas av optokopplarens diod vars transistormake triggar tyristorn (med ett mellanliggande extra motstånd); En extra optokopplares diod, för säker OFF-funktion, kopplas sedan in på tyristorlinjen, vars transistormake blir bottentransistorn ovan.

KOPPLINGSEXEMPEL med AVSTÄNGNING av en OP-kopplad spänningsregulator då utgångsströmmen överskriver Iut=U(Rc)/Rc.

Notera att flera olika (många) lösningar finns för att få Uref, här på enklaste (minst avancerade) sättet.

 

 

Kopplingen nedan visar ett (väl beprövat) sätt att ordna Uref — med tämligen fast temperaturstabilitet (inom 20-70°C).

 

 

— Ett sätt att bygga upp noggranna (om än inte de mest bruslåga) referensspänningar till ett elektronikbygge visas i kopplingsbilden ovan.

Zenerdioden 5V6 tillhör den mesta temperaturstabila, och blir därför självskriven som utgångsreferens. Observera dock att zenerdioden vill, helst, ha runt 5mA i genomgångsström för den maximalt stabila zenerspänningen. Dvs., Rz ska dimensioneras

 

Rz(KΩ) = (opUut – 5V6)/5mA

 

100K-motståndet (försumbart mot Rz) vid zenern krävs för uppstarten (PowerON) om OP:n är av typen LM324 (bipolära ingångar), annars kopplar inte OP:n zenerspänningsdelningen (med mer än att man petar med en metallbit på OP plusingången).

— Utgången på OP:n kan sedan i sin tur försörja ytterligare (lägre) referensspänningar genom efterföljande spänningsdelare (med tillhörande efterföljande OP:s som förstärkta strömdrivare).

Kontrollera särskilt i OP-frabrikantens datablad att den aktuella OP:ns matning hamnar säkert matchande över motsvarande opUut-gränserna via tröskelvärdena för VICR (Common mode Input Voltage Range) och VOM (Max Output Voltage). I allmänhet (samtliga OP:s) ger dessa gränser en reduktion av den användbara OP-spänningen på (max) ett par volt under matningsspänningen.

 

 

— Strömförbrukningen för att verkställa avstängningen blir i princip lika med strömmen till indikeringsdioden, den övriga strömdelen blir helt försumbar.

— För RESET-funktionen, se särskild beskrivning i Tyristorns avstängning i Tyristorn. Tyristorn i testerna här är EC103A.

 

Med typkopplingen ovan fås en mera preciserad strömkontroll genom följande modifikation (det är samma typ jag själv använder i mitt eget primära laboratorienätaggregat):

                                                                                                                                                                

 

Precisionsstyrd elektronisk strömsäkring med en differentialförstärkare (t.ex. CA 3140, överst).

— Observera att skillnaden mellan Uin (OP:ns matning) och Uut måste matcha OP-typens VICR — det spänningsfönster som OP:n kan mäta på (CA3140 kan ta max Uin minus 2V5). De flesta vanliga OP, nämligen, kan INTE mäta från nivån på den egna matningsspänningen (här Uin). Var noga med att kolla upp dessa detaljer i fabrikantens datablad. Annars kommer inte kopplingarna att fungera.

— Notera också kopplingsbildens enkla form ovan: Det finns flera (många) olika sätt att styra ut kopplingen mellan differential-OP:n och avstängningstransistorn (med hjälp av komparatorer som snabbar upp överslaget), kretsbilden ovan visar den enklast tänkbara lösningen.

 

 

ETT RADIKALT ANNAT GREPP på strömsäkringsproblemet är följande — den absolut mest avancerade, och säkra, lösningen:

 

 

 

Transistorblocket vänster har en helt egen, separat strömmatning — vilket gör strömsäkringen helt oberoende av den efterföljande anordningen. Genom att välja transistorn av typen PowerMOSFET, kan säkringsblocket drivas med minimal strömförbrukning eftersom endast matningsspänningen till MOSFET:en är avgörande (minst runt VS=5V för att få igenom strömmar generellt upp mot 10A, men helst upp mot 10V för att tillåta även tillfälligt höga stötströmmar [flera hundra Ampere], se dock fabrikantens datablad i vart särskilt fall för aktuell transistor [transistortekniken utvecklas hela tiden, nya typer introduceras löpande i teknikhistorien]).

— Då transistorn stängs av, stängs också allt efterföljande av, och ingen ström alls slipper igenom.

— ÖVERSPÄNNINGSSKYDD (eg, -säkring)

 

 

Principen för ett överspänningsskydd med utlösande OFF-optokopplare [dioden efter OP:n hänger ihop med en transistormake, ej utritad].

— Med en spänningsdelare (100/1) kan ett stort inspänningsområde kontrolleras via en lågspänd separat OP-matning (Uop).

— När spänningen (Uin) överstiger delningen via Uref, går OP-komparatorn hög (»ettaUt»). Om OP:n driver en optokopplare, kan transistordelen i den komponenten sättas på i princip godtyckliga kretsställen (inom spänningsdifferenser på runt 1KV), och därmed en separat anordning för att styra ut optosignalen (med resultat i avstängning eller annat).

Principen för ett övertemperaturskydd är densamma, med enda skillnaden att det övre fasta motståndet (100) — monterat i/på nära anslutning till aktuell komponent eller område — ersätts av ett NTC-motstånd (resistansen avtar med ökande temperatur, vilket ökar U+ till OP:n förutsatt spänningsdelaren har ett fast bottenmotstånd [1]).

 

 

för allt som händer inuti SR kan — galant — också kopplas till den separata strömsäkringen via optokopplare (Fototransistor + Fotodiod), samt givetvis även ÖVERTEMPERATURSKYDD. Kopplingsbilderna för dessa fall (som kan göras ytterst avancerade) lämnas dock här för ev. vidare beskrivningar.

 

 

Se vidare i den OMFATTANDE utförliga genomgången med praktiskt exempel på en avancerad strömsäkring — samt en berättelse om hur man (lätt) kan lura sig själv i komponentdjungeln i ämnet elektroniska strömsäkringar

aFuseBox.htm#FuseBox1

 

 

 

 

Allmänna RC-oscillatorer — General purpose RC-oscillators

 

 

 

Generalanvändbara RC-OSCILLATORER GENERELLT

General purpose RC-oscillators

THE MOST SIMPLE AND RELIABLE OSCILLATOR COUPLINGS

—————————————————————————————

De enklaste och mest tillförlitliga oscillatorkopplingarna

RCmatematikenBasic

 

 

Fig:1.

Den grundläggande RC-länken

 

RC-länken är det grundläggande hjärtat.

 

RC-länken är den grundläggande kärnan i alla elementära oscillatorgeneratorer. Dess matematik är central men inte avgörande för elektroniska projekt.

— Potentialvägen (»potentialvandringslagen») visar sambanden:

 

KONDENSATORNS UPPLADDNING [Kondensatorn och Spolen]

U0        = UR + UC

             = RI + UC

Kondensatorlagen:

UC        = TI/C ;

CUC/T  = I = CdUC/dT              ;

U0        = RC · dUC/dT + UC

U0UC  = RC · dUC/dT = UR     ;

Differentialekvationen:

dT/RC  = dUC/(U0UC)

Lösningen:

                  0

T/RC    = ln [U0–UC]

                  UC

             = ln [U00]ln [U0–UC]          

             = ln [U0/(U0UC)]

             = – ln [(U0UC)/U0]

             = – ln [1UC/U0]          ;

Notering.

I normal integration [NOLLFORMSALGEBRAN] [Integral och Derivata] väljer vi högsta intervallet som integralens begynnelse- eller toppintervall. I detta fall skulle den ordningen introducera UC som toppvärdet. Men UC finns inte från början, och tar man det på normal sätt skulle alltså vända om integrationsgränserna med ett negativt UC. Genom att börja från 0 blir integrationen korrekt.

 

 

T/RC    = 1/f RC

             = ln 1/[1UC/U0]

e–T/RC    = 1 – UC/U0

UC/U0   = 1 – e–T/RC

Slutlig lösning:

UC        = U0(1 – e–T/RC)

 

Notering. Början från bottennivån (Ub) annan än 0 ger

T/RC    = 1/f RC

             = ln [(U0–Ub)/(U0–UC)]

 

KONDENSATORNS URLADDNING

UR        = RI = UC

I           = CdUC/dT ;

RI         = RC · dUC/dT = UC

Differentialekvationen:

dT/RC  = dUC/UC

Lösning:

                 U0

T/RC    = ln [UC]

                 0

             = ln U0ln UC

             = ln (U0/UC)

             = 1/f RC

e–T/RC = UC/U0

Slutlig lösning:

UC = U0e–T/RC

Notering.

Med integrationsintervall mellan en nivå (U) lägre än U0 som slutar på en nivå (Ub) större än noll, blir lösningen (via T som t)

T/RC    = 1/f RC

             = ln (Ut/Ub)

 

Genom att testa olika RC-komponenter och följa laddnings och urladdningsprocesserna med ett mätinstrument, kan vi verifiera att dessa teoretiska samband, verkligen, håller streck och är pålitliga med utomordentlig precision, förutsatt enskilt (med långa tidsmellanrum) stigande och/eller fallande ramper.

— Så snart vi, nämligen, försöker tillämpa repeterande laddning och urladdning av en kondensator kommer den, med växande laddnings och urladdningsfrekvens (f), att reagera mer och mer som en ordinär resistans. Den resistanstypen kallas allmänt kapacitiv reaktans. Den betecknas ibland X. Sambanden nedan visar grundformen för harmoniska variationer (samma som sinusvågor).

 

Kapacitiv reaktans

Den Kapacitiva Reaktansen

För rena sinusvågor i repeterande laddning och urladdning, ges sambanden här från Kondensatorlagen i PREFIXxSIN enligt

 

ω           = f    ; frekvensen i Hz — se särskilt i SINUSMATEMATIKEN och KINEMATISKA TRIGONOMETRIN om ej redan bekant

U          = TI/C

U/T       = dU/dT

             = I/C  .........................   ; sinuskurvans tangensramp

Strömmens sinusform:

I            = Î · sin ωT  ..............   ; Î toppströmmen; ωT aktuella vinkeln

U/T ¹ dU/dT    = (Î/C) · sin ωT

                          = (Î/C) · sin ωT · 1/ω · ω

Differentialekvationen:

dU        = (Î/ωC) · ω · sin ωT · dT

Lösningen:

U          = (Î/ωC) · cos ωT

                     cos ωT = 1 motsvarar toppspänningen (Î/ωC) = Û ;

U          = Û · cos ωT

Med  (Î/wC)=Û ges reaktiva kapacitansens resistans (XC)

 

1/ωC     = Û/Î

             = XC  ..........................  ; kapacitiva reaktansen

 

RC-komponenten i en sinusoscillator modifieras således som

 

(R+XC)C = RC + XCC

 

När f=ω/2π närmar sig noll närmar sig också termen XC noll. För en ren DC-ström (eng. direct current, sv. likström) betraktas XC lika med exakt noll.

 

Elementära RC-oscillatorn

Den elementära RC-oscillatorn

 

I vissa, men inte alla, fall, har vi en bra hjälp i de föregående härledda RC-sambanden. Nämligen när vi söker en definition för en komponent för insättning till en given krets. De flesta elektriska kopplingar är så komplicerade i deras arbetssätt att det är nästan omöjligt att göra en (enkel) teoretisk uppskattning av en praktisk komposition (för oscillatorer) — särskilt om den oscillerande signalformen avviker mycket från en perfekt sinus.

— Avancerade kretsberäkningar brukar använda det s.k. Thevenins teorem (en slags elektronisk delningsalgoritm med avancerade matematiska möjligheter). Det området behandlas inte i denna presentation.

— Grundsambanden kan dock hjälpa oss med en grov skattning för att ge oss en första praktisk överblick.

 

 

 

Fig:2.

Den teoretiska grundoscillatorn, RP (resistans)potentiometer — justerbart motstånd.

— Resistansen RP och kapacitansen C formar tillsammans med inverteraren en sluten svängningskrets.

— 100n-kondensatorn avspeglar allmän god praktik vid hantering och konstruktion av den lokala oscillatorns spänningsstabilitet.

 

 

Praktiskt taget vilken som helst INVERTERARE kan användas som en genererande oscillator tillsammans med en RC-länk. Figur 2 visar grundkopplingen.

— Men en etta ut på inverteraren (1, analogt »hög» med motsvarande 0 »låg») börjar kondensatorn (C) ladda upp via motståndet (RP). När C-spänningen når inverteraringångens tröskelvärde inv1in för omslag, ändras utgången till inv0ut, varvid kondensatorn börjar ladda ur via samma RC — ända tills inv1in når inv0in och inverteraren slår om till inv1ut, och hela procedurens upprepas.

 

Beaktanden:

 

Oscillatorn i figur 2 fungerar fint för varje halvledande inverterare men inte för alla typer och inte alltid upp till max matningsspänning.                                                                                                     

— Anledningen är att vissa inverterare har kritiska stig- och falltider. En (»klassisk») vanlig 74HC-inverterare kommer att fungera, men bara i det låga matningsområdet (typiskt under 2V). Genom att testa olika typer framträder grundkunskaper om de olika sätten.

— Oscillatorn i figur 2 fungerar excellent om grindingången har en s.k. Schmitt-trigger (en hysterestyp som kan hantera praktiskt taget allt — långsamma stig- och falltider är inga problem).

— Exempel är 74HC/HCT14 [Ref. PHILIPS DATA HANDBOOK Book IC06 1988 High-speed CMOS p139].

— Frekvensen beräknas (ungefärligt)

 

             f ~ (0.8RC)–1     för 74HC14

             f ~ (0.67RC)–1   för 74HCT14

 

Pulsviddsförhållandet — förhållandet mellan aktuell pulsvidd och perioden (eller förhållandet mellan hög-låg nivå) — är ganska precis 4HÖG till 5LÅG=4/5=0,8=80%. Den enda frekvensbegränsande faktorn hos denna enkla oscillator är grindfördröjningen mellan in-ut. För HC-typen är den (ca) 12 nS, för HCT ca 17 nS. Dubbla denna period ger frekvensgränsen drygt 40 MHz för HC-typen.

 

PWM — eng. Pulse Width Modulator

Pulsviddsmodulering — allmänt med NOR-grindar

Den allmänna krets som kan modifiera en puls (längden) visas i figur 2.1 nedan.

 

 

 

Fig:2.1.

Den allmänna pulsviddsmodulatorn (eng. PWM, Pulse Width Modulator).

— NOR1vä, NOR2hö=INV:

— Från start är NOR2in=1 via R+ som ger NOR2ut=0. Med triggingången till NOR1in=0 betyder det att NOR1ut=1.

— NOR2utgången triggas hög 01 med samma 01 till NOR1ingången, vilket skiftar NOR1ut från 1 till 0: C-kondensatorn dras ner på 0 in till en viss tid som bestäms av RC-länken; NOR1ut=0 ger direkt NOR2ut=1 — och därmed LÅSNING för NOR2ut=1:

— Även om NOR1TrigIn går ner på noll igen, fortsätter NOR2ut=1 ända till RC-länkens tidskonstant når omslagsnivån för NOR2in=1, och därmed utpulsen låg igen.

 

I viloläget är bägge C-sidorna positiva. I detta tillstånd har högra NOR-grinden (här kopplad som inverterare) 0ut. Om också den triggande ingången hos vänstra NOR-grinden är 0, befinner sig PWM:n i vilotillstånd med 0 utsignal — i väntan på den vänstra NOR1inTRIG=01.

— När en stigflank når NOR1inTRIG skiftar grinden till NOR1ut=10. Den snabba ändringen dras ner vänstersidan hos C till 0 — vilket omedelbart resulterar i att också högersidan på C dras med mot 0 — och sedan sakta börjar fyllas/laddas upp via R+. Det resulterar i att NOR2ut snabbt växlar till etta (1), vilket markerar början på den modulerade pulsen.

— I och med att högra norgrindens ettaUT kopplar vänstra Norgrindens ingång till EttaIn, spelar det från det tillfället inte längre någon roll vad triggsignalen har för någon logisk status: ettan från NOR2ut till NOR1in låser NOR1ut=0 — ända tills C-nivån på högersidan når omslagsnivån HÖG för NOR2in. Då så sker går NOR2ut=0 igen, och pulsmoduleringen avslutas.

 

Med approximationen för inspänningsnivån som bestämmer omslagen 010 på NORutgångarna halvvägs mellan matningen (Vcc) och nollan (Jord eller GND, eng. ground) blir tiden (t) för pulsvidden lika med

 

 

             t            = RC ·  ln 1/[1(Vcc/2)/Vcc]     ; se RCmatematikenBasic

                          = RC ·  ln 2

                          ~ RC ·  0,7                                 ; pulsens varaktighet i sekunder

 

 

Normalt använder PWM:n två NOR-grindar — beroende på nödvändigheten att kunna ha en fristående triggingång. Emellertid, den extra ingången kan simuleras på följande sätt om man endast förfogar över (eller bara vill använda) rena inverterare, figur 2.2 nedan.

 

PWMfig22

 

Fig:2.2.

PWM med två [Schmitt trigger] inverterare.

— Dioden vid ingångsgrinden hindrar triggsignalens fallande flank att styra [eg. återkalla] PWM-funktionen. Dioden simulerar därmed funktionen för NOR-grindens separata triggingång (Fig:2.1) med dess automatiska bortkoppling då PWM-utgången går hög.

— Bottendioden krävs för att laddningsströmmen hos ingångskondensatorn C1 ska kunna koppla noll (GND) då insignalen återgår till noll. I annat fall finns ingen (direkt) nollnivå för triggsignalen räknat från ingångsdioden till första grinden.

— För experimentella ändamål och studier kan en PWM användas speciellt för (exakt) frekvensdelning; När pulsvidden överstiger insignalens period t0, dubblas perioden t0 till 2t0 på PWM-utgången, Med ytterligare längre pulsvidd får man på samma sätt successivt 3t0, 4t0, osv.

 

 

NÄR VI BELASTAR en kondensator betyder max ström in till kondensatorn i ON-ögonblicket att ingen spänning finns över kondensatorn. En kondensator C1 kopplad som i figur 2.2 kommer, under ett mycket kort intervall, att ha hög nivå på bägge sidor (C1) när en (snabb) stigande ramp når C1-kondensatorns vänstra sida.

— Det betyder en (motsvarande) snabb spänningsspik på högra C1-sidan, från den vilande 0-nivån (eller diodens 0V6-nivå) rakt upp till den inkommande signalens toppnivå.

— Varaktigheten hos den spiken beror på motståndet (1K i figur 2.2, se även punkterna nedan).

— I många fall när vi använder grindar, är detta typarrangemang — generellt med en kondensator (C1), ett motstånd (1K) och en GND-diod (som tillåter C1 att tömmas vid modulatorns nollställning) — mycket effektivt, förutsatt vi har studerat grunderna och lärt uppskatta den effektiva resultatbilden hos denna enkla teknik.

— Vi måste emellertid observera att grindarna som används måste kunna hantera de relativt långsamma fallande signalflankerna hos kondensatorspiken (triggen 01 är snabb, urladdningen 10 går långsamt). Används grindar med Schmitt-trigger är detta inget problem.

 

 

·          C1 ska vara typiskt relativt liten (max 100n) för att undvika tunga grindlaster = höga kondensatorströmmar

·          Varaktigheten hos den triggande spänningsspiken får inte överskrida pulsintervallet

·          Sambandet t = 0.7 · R1KC1 ger en god approximation för spänningsspikens varaktighet

 

 

Exempel

Vi vill ha en triggspik med max varaktighet 1µS med en basresistans (1K i figur 2.2) på 1KΩ (vi skriver enklare bara »1K»).

— Vilket blir värdet för C1 för att servera den förutsättningen?

 

Lösning:

Från t = 0,7 · RC får vi

C = t/[0,7 · R] = 1µS/[0,7 · 1K] = 1,4 nF

Undersöker vi exemplet i praktiken finner vi att värdena stämmer med god noggrannhet.

Svar:

C1 = 1,4n

 

PWMfig23

FORTSÄTTNING PÅ GRUNDOSCILLATORERNA

Ett (effektivt) sätt att balansera olika hög-låg varaktigheter hos den enkla grundoscillatorn (figur 2) visas nedan i figur 2.3.

 

 

Fig:2.3.

Arrangemanget för ett 50-50% nyttocykelförhållande (eng.duty cycle).

— Hysteressymbolen i grindsymbolen symboliserar en grind med typisk Schmitt-trigger ingång.

 

 

Justering av potentiometern (100K) i kopplingsbilden ovan figur 2.3 ändrar/anpassar frekvensen till endera sidan hos pulsformen 1/0. På den vägen kan pulsens topp- och bottendelar justeras mera precist.

— Använder vi andra grindar än Schmitt-triggertypen, måste den praktiskt fungerande oscillatorn använda en extra inverterare enligt figur 3 nedan.

 

AllmännaRCosc

Allmänna RC-oscillatorn

 

 

Fig:3.

Kopplingen ovan visar den elementära reguljära allmänna oscillatorn med grindarnas hjälp. Högra figurdelen visar en typisk tillämpning.

Frekvensen beräknas grovt  f = (2RC)–1.

Frekvensomfång: praktiskt från 0 till komponenternas gränser: max 60/2=30 MHz för 2st 74HC.

 

 

Med tillägg av ytterligare en inverterare till den i figur 2 får man den perfekta, elementära oscillatorn som visas i figur 3 ovan. Den fungerar (garanterat) för alla halvledande inverterare .

 

Beaktanden:

 

En kondensator blir en tung last att fylla upp med ökande kapacitans. För att hålla den arbetsinsatsen på en så låg nivå som möjligt — maximal snabbhet — ska minsta möjliga kondensatorvärden användas. Grundfrekvensen utan hänsyn till den kapacitiva reaktansen ges från det allmänna sambandet

 

                     1

             f = —— · n

                    RC

 

Med Nandgrindarna i en 74HC00 kopplade som inverterare (figur 3 ovan) är typformen för n grovt

 

 

             n                        0,5        0,37      0,2

             f i Hz                100       1M       3M

 

 

De finaste pulsformerna fås (figur 3 ovan) med C så lågt som möjligt: C ska väljas huvudsakligen i området pico till nano för att undvika tunga kapacitiva laster. För mycket låga frekvenser måste vi, emellertid, välja högre C-värden (så långt det går) för att optimera fasonen hos utsignalens vågform.

 

NOTERING:

— Undvik (enkla) elektrolytiska kondensatorer. De kan (tryggt) motstå bara 1V5 i backspänning: studera ingångarnas konfigurationer, testa komponenterna noga och andra data för att säkra en tillförlitlig funktion om elektrolytkondensatorer används.

— Överskrids elektrolytkondensatorns spänningstålighet med (en felvänd inkoppling) inträffar följande: kondensatorn exploderar med en ljudlig bang: Själva kannan (radiell kondensator) trycks iväg åt ena hållet och den gummibeklädda bottnen åt andra hållet (med innehållet utspritt emellan). Den typen vill vi inte ha (kan förstöra ett stort område om olyckan är framme).

 

DiskretaTransistorOscillatorn

DTO

DEN BÄSTA LÅGFREKVENTA TRANSISTORBESTYCKADE RC-OSCILLATORN

 

En diskret transistorbaserad RC-oscillator visas nedan i figur 3.1.

— I jämförelse med grundkopplingen i figur 3 är också den korskopplade RC-oscillatorn för sin del relativt grundläggande — men med betydligt lägre frekvensomfång — men ändå på sitt sätt en högeligen avancerad motsvarighet.

 

Praktisk orientering , nominella RC-värden (Alla R är ±1% metallfilm resistanser)

 

*

R1

R2

C

fUPPMÄTT Hz

0,7/R2C beräknat Hz

 

10K

100K

150p

46,3K

46,67K

 

10K

100K

1n

7,75K

7K

 

10K

100K

10n

653

700

 

10K

100K

100n

68

70

 

1K

10K

10n

6,6K

7K

 

1K

10K

100n

684

700

 

1K

100K

100n

72

70

Fig.3.1.

Precisa mätningar varierar beroende på individuell komponent

 

 

Grundkopplingen till denna utomordentliga basoscillator finns (bl.a.) som MI360 i boken Allmän ELEKTRONIK 2 s351, Jan Soelberg, JOSTY KIT Förlag Malmö 1982.

— Separat analys visar att oscillatorutgångarna ovan håller »True-Break-Before-Make»: BÄGGE är ALDRIG 1 samtidigt: under ett kort intervall är ALLTID bägge 0 innan någon utgång går hög.

 

Fig:3.1.

TransistorRC-oscillatorn. Kopplingsschemat ovan visar 6,6KHz i ett praktiskt test.

Med R2=100K blir frekvensen 680 Hz [min speciella uppkoppling]

 

Samband:                            f ~ 0,7/2RC

Frekvensområde:              0 till 100KHz

Litet C kräver stort R

R2<R1 kommer sannolikt INTE att fungera —bästa matchningen är approximativt R2=10×R1

TBBMDTO

TrueBREAKbeforeMAKE

RC-oscillatorns förnäma egenskaper — bägge oscillatorutgångarna är ALLTID FÖRST 0 innan någon utgång blir 1:

 

 

Webbreferenser som omnämner/ansluter till kopplingen ovan:

Conv. Bistable Multivibrator [»Flip-Flop»]

 

Enkel — frn. s5:

TIMERS AND OSCILLATORS — Bob York 2007

http://educypedia.karadimov.info/library/Lab 5 - 2B.pdf

 

Enkel:

ELECTRONICS TUTORIAL ABOUT BISTABLE MULTIVIBRATOR — Electronics Tutorials 1999-2013

http://www.electronics-tutorials.ws/waveforms/bistable.html

 

Mera på djupet — text kan inte kopieras — Fig. 12:

TRANSISTOR TUTORIAL PART 7 ”OSCILLATORS”— Astable Oscillators, Tony van Roon 2006

http://www.sentex.ca/~mec1995/tutorial/xtor/xtor7/xtor7.html

 

Trots att denna RC-oscillator är begränsad i sitt frekvensomfång (max 100 KHz), har den (flera) värdefulla egenskaper.

— Undersöker man vågformen på transistorbaserna, figur 3.2 nedan, visar sig en negativ toppspänning på runt –4V med +5V matning. Den negativa spänningen kan utnyttjas för att få en negativ lågeffekts spänningsreferens genom att lägga till två dioder och en kondensator, figuren nedan:

 

Fig.3.2

 

Fig:3.2.

Användning av oscillatorns negativt kollektor-basgenererade spänning.

— Notera att elektrolytkondensatorn Cn (10µ) måste monteras med den positiva sidan mot matningsnollan (GND).

 

EMELLERTID är denna negativa referenslinje (ytterst) klen — vi ska längre fram se hur man kan styra upp den delen, betydligt, se LaddningsPumpning.

— Med en 1MΩ last avtar –4V-nivån till –3V7 med komponenterna enligt figur 3.2. Temperaturstabiliteten är relativt god: 3V7-nivån ändras grovt till ca 3V75 med en 10-20°K ökning. Den motsvarande frekvensen adderar då en komponent mindre än runt 10Hz.

— Laster bör vara i området några få µA för att behålla ett maximalt 4V0-3V5 över Cn.

— Negativa spänningslinjen (med 10µ-kondensatorn) är f.ö. utomordentligt fin (lågbrusig), typ spänningslinjen från ett kemiskt batteri..

 

LaddningsPumpning

Laddningspumpar

APPLIKATION — Charge Pumping — negativ spänning från positiv spänning

Negativ spänning från positiv spänning

 

Den parbaserade RC-oscillatorn från figurerna 3.1 och 3.2 är ideal för uppbyggnad av mera stabila negativa strömförsörjningar — förutsatt vi redan har en positiv.

 

Grundläggande teknik för laddningspumpning

När man en gång väl känner till hur att »pumpa laddningar» (med transistorer och grindar), kan man bygga praktiskt taget vilken som helst spänningsnivå för strömmatning. Den hemliga grunden är (som vanligt) enkel.

— I de följande exemplen diskuteras hur negativ elektrisk spänning kan genereras från en positiv elektrisk spänning.

 

         

   Fig:3.3.               Fig:3.4.

 

Figurerna ovan illustrerar utgångspunkten Figur 3.3 och resultatet Figur 3.4.

Huvudtexten beskriver hur det går till.

 

Elementär laddningspumpsteknik

GRUNDLÄGGANDE TEKNIK FÖR LADDNINGSPUMPNING

Allmän metod

 

1. TÄNK kondensatorn C laddad, figur 3.3. 

2. FLYTTA den i tanken till önskat kretsställe, figur 3.4. Slutligen:

3. Lös problemet att förverkliga flytten med hjälp av en fast uppsättning komponenter.

 

Exempel

 

                

   Fig:3.5.                                                   Fig:3.6.

 

Figur 3.5 visar den avgörande första komponent — en diod — som måste läggas till för att kondensatorn C ska kunna minuspumpas.

Figur 3.6 visar i ett andra konstruktionssteg PRINCIPEN — inte exakta kopplingsbilden — för hur den uppladdade C utnyttjas negativt. Hur det går till diskuteras i huvudtexten.

 

Till att börja med använder vi de enkla bipolära transistorbeteckningarna.

— Uppladdning av en kondensator från en transistor, figur 3.5 ovan, kan göra med vilkensom av typerna NPN eller PNP-transistorer. I detta exempel används PNP-typen för en initierande kondensatorfyllning.

— Dioden i figur 3.5 är den första operativa ingrediensen för att få fram en lösning enligt punkt 3 i Allmän Metod. Diodens inträde på scenen är samma som att bygga en GRIND — dörr — mot GND-stängning (framåt i begreppskedjan i detta exempel) — för att förverkliga en kommande VminusKoppling. Dvs.:

— Ström flyter från Vcc ner till GND när kondensatorn (C figur 3.5) laddas; Men i en negativ spänningslinje måste strömmen flyta från ett (ännu ej utritat) Vminus upp till den negativa C-sidan. Den matematiken blir omöjlig utan en blockerande diod, figur 3.5: enda sättet att skapa något system med individuellt oberoende ledningsvägar med delvis gemensamma ledningsbanor är att göra det via något system med spärrande dioder.

— Den införda dioden i figur 3.5 reserverar en öppen ledningsbana bakom, på anodsidan.

   NOTERA att uppladdning av en kondensator betyder att använda en viss energi (E=UQ) för att TVINGA elektriska laddningar (e) från ena C-sidan (anoden utarmas e) över till den andra C-sidan (katoden berikase). Energin (E) fördelad på den överförda laddningsmängden (Q) ger den elektriska spänningen (U) mellan C-elektroderna. Se även i Kondensatorlagen.

— När väl en sådan »pumpning» är avslutad, kan vi använda ±-sidorna hur vi vill. Vi måste bara komma ihåg att lämna en giltig urladdningsväg: strömmen måste kunna flyta i backriktningen relativt uppumpen om vi vill utnyttja tillfället.

 

PRINCIPEN bakom resonemanget visas ovan i figur 3.6; Dioden i denna figur — totalt nummer två för hela kretskonceptet — existerar av samma skäl som i PumpaUpp-fallet figur 3.5, men här i ett motsvarande PumpaNer;

— För att realisera denna senare del i figur 3.6 — anslutningen av Cplus till GND — behöver vi bara lägga till en kompletterande transistor, Figur 3.7 nedan visar den nyisatta NPN-transistorn längst ner.

 

 

 

Fig:3.7. Den centrala delen i den negativa laddningspumpen.

Se DTO för matningspulsen markerad 680 Hz.

 

BESKRIVNING

När PNP-transistorn är aktiv är NPN-transistorn inaktiv och vice versa. Typen BC5(4/5)6 kan klarar 65V mellan kollektor-emitter (VCE).

— Observera att den gränsen inte gäller för backvägen VEC (den är för ovanstående bipolära transistorer ca 5V); Jag försöker ALLTID själv genomföra olika typer av säkerhetstester om några tvivel finns INNAN en stationär lösning tillämpas. I detta fall finns ingen risk för äventyr.

— Strömförstärkningen för BC546A anges typiskt hFE = 200 (men det skiljer något mellan olika individer):

MAX 12mA

— Med basströmmen IBE=UBE/10K= 0V6/10K= 60µA blir huvudströmmen (ICE) max 200×60µA=12mA.

— Vid denna strömnivå (och omgivningstemperaturen 20°C) tar transistorn runt 0V1 från Vcc-matningen.

— Detta spänningsfall också över PNP-transistorn motsvarar i summa för bägge transistorerna mätdiagrammets värde i figuren ovan som visar att CplusNIVÅN ligger ca 0V25 över GND.

— Det återstående spänningsfallet beror på bottendioderna. Kiseldioder visar generellt högre spänningsfall med högre genomströmmar. Max ström för den vanliga switchdioden 1N4148 anges som 150mA med ett spänningsfall på 1V. Som framgår av mätningarna, tar huvudströmmen på 12mA bort ca 0V4 som omsätts i dioderna, med kvarvarande minus4V6 obelastad negativ utspänning. Användning av Schottkydioder kan reducera kiseldiodspänningsfallet (typiskt, i varje fall) till hälften.

 

 

Drivsteget

 

OBSERVERA DRIVSTEGETS ÄVENTYRLIGHETER OM INGEN TrueBreakBeforeMake-Puls FINNS:

— OM minsta osäkerhet finns beträffande funktionen: testa alltid FÖRST, separat, med aktuella komponenter på ett kopplingsdäck för att SÄKERT veta att kretsen i fråga inte uppför sig äventyrligt:

— OM bägge transistorerna leder samtidigt, betyder det KORTSLUTNING — OM »hur stor ström som helst» skulle tillåtas för transistorerna BC, skulle dessa i sådant fall och med stor sannolikhet grillas snabbt, endera eller bägge, plus eventuella ytterligare tråkigheter runt omkring. Den delen är utesluten om en DTO används — med separata pulsanslutningar.

— OM laddningspumpens bägge transistorer drivs med en och samma signalkälla, som antyds av kretsbilden ovan i figur 3.7, måste den signalkällans stigande och fallande flanker vara (tämligen) BRANTA = korta OnOFF tider. I annat fall kommer BÄGGE transistorerna att vara ledande under motsvarande stig- och falltider, vilket kan leda till haveri (kortslutning).

— I DTO-fallet ligger stig och falltider (som berör transistorernas On och Off) i området bråkdelar av millisekunder:

— Kretsbilden ovan med ett 10K-motstånd till varje drivtransistor av typen BC5(4/5)6A — med förstärkningen 200 — betyder med Vcc=5V matning att max 200·(5V–0V6)/10K=88mA kan dras genom varje transistor. I denna tillämpning är den strömnivån ofarlig för transistorn:

— EFFEKTEN 5V·0,088A=0,44W under 0,0001S med en repeterbarhet på 680 Hz eller en gång varje 0,00147 mS, som ger ett pulsviddsförhållande på 1/14,7 betyder grovt räknat en medelförlusteffekt på 0,44W/14,7~30mW — vilket här skulle motsvara ett sämsta fallets praktik OM bägge transistorerna leder under ett kort (0,0001S) ögonblick för varje 0,00147S intervall. Den förlusteffekten är helt ofarlig.

— Den kan reduceras (betydligt) om signalkällan har brantare flanker (t.ex. från en integrerad kretsgrind även typ CMOS).

— Den bästa lösningen är dock att använda DTO:n direkt, eftersom den har garanterat nollställen mellan varje växlingstillfälle: nollförlust.

 

 

Ett steg återstår;

— VminusDELEN i kretsen, figur 3.7, är del i en fyrkantpuls — närmare bestämt en halv sådan i frekvensmatningen (680 Hz). Dvs., minussidan är bara tillfälligtvis en sann Vminus beroende på att C egentligen bara pumpas upp och sedan händer inget utom strömuttaget på minussidan.

— Vi skulle önska att också en motsvarande kondensator PumpaNer skulle finnas på minussidan, för att därmed öka totala strömkraften över hela pulsperioden även DIREKT på minussidan.

— För att få den slutliga praktiken lägger vi bara till en kondensator (C2) till VminusMATNINGEN. Figur 3.8 visar hur det ser ut i praktiken.

 

Fig 3.8


 

Fig:3.8. Den slutliga delen i den negativa laddningspumpen.

— Ingångssignalen drivs av RC-oscillatorn från figur 3.1.

— Se även i BERÄKNINGSEXEMPEL hur rippel och maxlast kan bestämmas teoretiskt.

 

 

BÄSTA UTFÖRANDET (enligt experiment) av denna krets är om C1=C2.

— Mätningen i mitt labexempel visade med bägge C som 47µF att den obelastade negativa Vminus utvidgades till även lägre än negativa Vcc; –5V18.

— Med en lastresistans på 2K på VminusSIDAN visade C2 ett rippel på 34mV — medan C2 nivån minskade från –5V18 till –3V5.

 

Fig 3.9

 

Fig:3.9. Det slutliga resultatet. Negativ laddningspump med laddad tillämpning.

Se DTO för matningspulsen markerad 680 Hz.                                                                                                                                

 

Ökad belastning låser spänningsfallet med ökat rippel

 

DET INTRESSANTA med denna negativa strömförsörjning är att med en större belastning — 1K — vi skulle förvänta oss att Vminus närmar sig än mer signifikant mot GND men vilket inte inträffar;

— Mätningen visade –3V4.

— Det som händer är att spänningsminskningen stabiliseras medan ripplet istället ökar. Med en 560Ω last visade Vminus –3V24 med ett 100mV rippel. Den motsvarande lastströmmen var då 5,7mA.

— Trots att kretsen är relativt enkel, gör denna förvånande stabilitet den negativa laddningspumpen till en god referens, dock (i denna tillämpning) fortfarande via relativt små strömmar.

 

 

Fråga:

Är det möjligt att realisera en negativ pump med sikte på 10V från denna krets, med enkla medel?

Svar:

Ja.

 

 

Pumpa-och-Flytta metoden tidigare beskriven [Elementär laddningspumpsteknik] visar hur att realisera en andra negativ nivå från kretsen i Figur 3.9. I steg 1 laddar vi en C3 kondensator liknande C1. Realiserandet [punkt 3] verkar först något komplicerat, men har följande lösning.

 

 

Fig:3.9.1. Uppdelning med framsteg — från +5V till –10V.

 

För att sätta in den tredje kondensatorn. C3 (som är en ren kopia av C1-kopplingen) delar vi först upp kretsen i en vänster och högerdel som visas i figur 3.9.1 ovan. Den centrala delen visar det nya C3-komponentblocket som ska sättas in.

   Som vi vet, betyder addition av två kapacitanser i serie också (RC-basics) att addera deras potentialfall. Vårt problem är att realisera den aktuella flytten av den ändrade C3 i serie med C1, således uppnående en grundmässig (5+5)V matning. Vilket vill säga, C3+ måste flyttas ner under C2. Det betyder att

1. vi behöver en (till synes komplicerad reverserande) switch mellan C1 och C3.

2. C1-diodens strömväg måste ha en switch OFF till GND när C1 och C3 förenas, för att förhindra den laddade C3 att ladda ur.

Figur 3.9.2 nedan visar lösningen med de bägge switcharna S11 och S2.

 

 

 

Fig:3.9.2. Den slutliga lösningen av den dubbla 5volts nerpumpen.

Ingångarna drivs från den beskrivna transistoroscillatorn i figur 3.2.

Utan dioden över S2 [AUTO] kommer denna att leda bakåt när den blå strömvägen är aktiv.

 

 

De färgade partierna markerar pumpsekvenserna.

— Mätningen på denna krets visar ett maximum på 8V5 obelastad på V linjen. Med en 1K resistanslast sjunker negativa utgången till 6V9 med ett 130mV rippel. Notera att kapacitanserna C1 och C3 halveras beroende på seriekopplingen (vilken dubblar spänningsgränsen för dessa två). Större C2 reducerar ripplet från oscillatorerna. Med en 16V 100µ är ripplet på C2 ca 100mV med en 560Ω last, medan V visar 6V16. Det gör en lastström på 11mA — vilket är rätt bra för den enkla lågkapacitiva kopplingen.

   Switchen S2 drivs från komplementsidan hos RC-oscillatorn i figur 3.2. S1-switchen, å andra sidan, fick vi gratis — allt väl inom säkra gränser. S1 sätts automatiskt i läge PÅ och AV med det enkelt kopplade basmotståndet direkt till nollan (GND). S1 blir aktiv när vänstra bottentransistorn drar via den blå strömvägen. Dvs., när C1 når 0V6 under GND.

 

LIKNANDE metoder och lösningar gäller när strömkällan är en eller flera spolar hos en järntransformator. Sådana tillämpningar har väsentligen samma innehåll som de ovan nämnda och borde inte innebära några problem om huvudsaken i beskrivningssättet står klar.

— Spolkonstruktioner (induktanser) genomgås generellt inte explicit i denna presentation.

 

 

VCO — eng. Voltage Controlled Oscillator

DEN ENKLA ELEMENTÄRA VCO:n                              

Spänningsstyrd oscillator

 

Den centralt variabla potentiometerresistansen (RP) i föregående artikel RC-matematiken-Basic kan enkelt ersättas av en N-kanals JFET-transistor, vilket visas i kopplingsschemat nedan.

 

… från

 

till

 

Fig:4. En (maximalt enkel) spänningsstyrd oscillator — en VCO.

— En genuin, nästan från 0 (noll) till 5MHz spänningsstyrd oscillator (VCO, eng. Voltage Controlled Oscillator) med optimala resistanser R1&R2 framträder enligt kopplingsbilden ovan.

— Om vi har ett oscilloskop kan vi studera denna krets och se att den uppvisar flera intressanta egenskaper, speciellt i det lågfrekventa området beroende på den höga JFET-resistansen där.

Minsta fluktuation i VminusCONTROL:en förgrenas direkt till en frekvensfluktuation.

— Experiment på ett enkelt kopplingsdäck (med relativt långa kopplingstrådar) visar att denna VCO arbetar fint även med C som 22pF. Toppfrekvensen är då ca 11MHz. Motsvarande lägsta frekvenserna spänner över tiotals sekunder, och det är här inte känt om och VAR — om alls — en gräns finns. Det stabila VminusCONTROL-blocket mäter i det skedet grovt ett maximum minus 5,5 Volt för JFET BF245A.

— Den typiska frekvensutgången relativt negativa spänningskontrollen visas i tillhörande figur nedan.

Diagram4a

 

Diagram 4a.

VCO frequency versus control voltage.

 

VCO:n i figur 4 fungerar med vilka som helst halvledargrindar  men bara optimalt med grindar som har s.k. Schmitt trigger ingångar [ofta markerat med hysteres-symbol]. Vi ser anledningen till det om vi studerar Drain-sidans vågform (se nedre höger i  figur 4). 74HC-grindar har normalt en maximalt tillåten stig- och falltid i insignalerna på typiskt 1µS (vid 5V supply); När JFET-transistorn kommer in i sitt högresistiva område — och därmed långa, sega ramper som tar lång tid att passera — kommer en vanlig 74HC-grind att börja oscillera när den sega Drainsidan når grindens omslagspunkt, och hela funktionen havererar. Med en Schmitt-triggad ingång, som i 74HC14, accepteras de långa ramperna via en intern hystesmekanism, och det utvidgade frekvensområdet för denna enkla men effektiva VCO kan utnyttjas fullt ut.

   JFET-strömmens vägresistans kan approximeras från tidigare presenterade grova samband för den vänstra kretsen i figur 4 ovan, enligt

 

             f            = (2RC)–1 ;

             RJFET    = [2 · f C]–1

 

Med C som 100pF är RJFET vid 100KHz ca 500Ω. Vid 1KHz är JFET-resistansen ca 5MΩ. Vid 1Hz är RJFET ca 5GΩ.

— Denna höga resistans förklarar varför varje långsamt mottagande anordning måste känna sig »vimsig» då den presenteras för en sådan högkänslig strömlinje. Om vi använder de vanliga HC-grindarna [HC, eng. High-speed CMOS] och studerar beteendet på ett oscilloskop, ser vi att kretsen tenderar att låsa sig på det allmänna kraftnätets induktiva nätbrum 50Hz.

 

DEN GRUNDLÄGGANDE STABILITETEN hos VCO:n från figur 4 beror i denna artikel uteslutande på stabiliteten hos den sänkande Vminus försörjningen. BF245A-JFET-transistorn stänger av Drain-Source-linjen icke-linjärt från 0 till –1V4 med en typisk ökning i Drain-Source resistansen på 0Ω1 till 100Ω. (Maxi negativa Gate-spänningen får inte överstiga –30V). [Vid approximativt –3VGS har Drain-Source resistansen grovt nått in i området GΩ].

   Inverkan av R2 — genom att öka dess värde från ett grundvärde (default) lika med R110K — är att öka bredden i pulsens bottendel. Med en mindre R2 än den angivna 15K i figur 4, kollapsar nämligen VCO:n när det låga frekvensområdet nås. [Test med ett R2 på 20K visar en övervikt åt andra hållet: VCO:n startar inte ens. Dessa detaljer kan (emellertid) variera beroende på kopplingsdäckets status].

Diagram4b

                         

             R2 = 15K                       R2 = 10K

 

Diagram 4b. Pulsviddsform hos VCO:n beroende på R2.

— Notera att: Ändringar i R2 återverkar också på frekvensområdet — den enkla VCO-kretsen i figur 4 är INTE är lämplig för någon reguljär pulsviddsmodulering (PWM) via den aktuella spänningsstyrda oscillatorn.

— Den smala pulsbottnen i vänstra bilden ovan (R2=15K) är minst i lägsta frekvensområdet. I höga frekvensområdet når formen approximativt ideala 50-50% pulsviddsförhållande (eng.  DUTY CYCLE), och som övergår i sinusform för de högsta frekvenserna.

 

Diagram 4b visar det typiska utseendet hos utgångspulsen från VCO:n.

— Genom observation har 15K alternativet visat sig mera stabilt för oscillatorn i det låga frekvensområdet. Dessa observationer är emellertid gjorda på ett enkelt kopplingsdäck och kan uppvisa (helt) andra fasoner för stabilitet i en mer rigoröst och kompakt utformad praktisk kretsbild.

   VCO-pulsen kan moduleras med goda resultat via de två PWM inverterande grindarna från figur 2.2 [PULSVIDDSMODULERING]. Men den aktuella PWM:en kommer inte att matcha en optimal pulsviddsmodulering från hela frekvensområdet hos VCO:N (från figur 4). För att få en någotsånär heltäckande PWM-funktion måste den aktuella PWM-kondensatorn (C i figur 2.2) ersättas och anpassas för det aktuella frekvensområdet.

 

 

Att köra VCO:n direkt från start

Beroende på omständigheter (experimenterande) kopplingar, kan den negativa spänningskontrollen behöva vändas mot den höga frekvensdelen för att VCO:n (från figur 4) alls ska visa något livstecken från inkopplingen av strömförsörjningen. För att eliminera denna begränsning och få en fullt fungerande VCO direkt från strömstart, kan kopplingen nedan användas — utprovad och testad.

 

 

Fig:4.1. Säker uppstart för VCO:n via en hjälptransistor, en kondensor och en diod och två motstånd.

— Efter strömpåslaget från start, kommer dioden att påverka den aktuella VCO-kopplingen endast då JFET-resistansen kommer in i området för diodens omvända resistansväg (swithdiodens 1N4148 backresistans vid 5V uppmättes vid ett tillfälle till ca 1,7 gigaohm) — alltså i det höga resistansområdet (gigaohm).

 

Den enkla VCO:n (från figur 4) fungerar också med bara en enda Schmitt-triggad inverteraringång som visas i figuren nedan. Test visar emellertid att denna krets är mycket mera känslig; Den är mindre stabil än tvågrindarskopplingen och 100 pF kondensatorn är möjligen för liten för att få oscillatorn att (ens) fungera (alls) på ett enkelt kopplingsdäck. Med högre C-värden visas emellertid bättre stabilitet.

 

Fig:4.2. Enkla inverterar-VCO:n är mindre stabil än tvågrindarsalternativet.

NOTERA ATT:

— Den enkla PWM-tekniken — se figur 2.3 — kommer INTE att uppvisa sina bästa sidor i denna (typiska) applikation: den fungerar, men inte med samma observerade stabilitet som tvågrindars-VCO:n (figur 4). Denna observation KAN emellertid bero på experimentkopplingens (relativt) långa kopplingstrådar. En mera absolut bedömning (via en mera kompakt, färdig) konstruktion är här inte närmare känd.

 

DEN INTRESSANTA OCH FASCINERANDE aspekten med den enkla VCO:n (från figur 4), är dess stora frekvensområde — erhållet från bara ett block med potentiometerreglering, och utan att behöva ersätta (koppla in olika) komponenter (resistanser) för olika frekvensområden.

— Vanliga potentiometrar omspänner resistanser typiskt mellan 100 Ohm (Ω) till 1MΩ. JFET-transistorn i VCO:n (från figur 4) når många GΩ — gott och väl bortom området för vanliga mekaniska potentiometrar.

— För att få kretsen maximalt stabil även vid de låga frekvenserna, måste hela bygget skärmas.


VCO:ns frekvens

Om vi inkluderar den kapacitiva reaktansen — som ger RC=(R+1/ωC)C=RC+1/ω=RC+1/2πf — får vi

 

             f = n/(RC+1/2πf) ;

             fRC+1/2π = n ;

             fRC = n – 1/2π ;

             f = (n – 1/2π)/RC ;

 

Undersöker vi detta samband — vi testar det som en precis guide till att testa en given koppling — finner vi att den ger någorlunda goda områden — med dåligt exakta värden.

   n-faktorn kan uppskattas från kondensatorns upp- eller urladdning (eller genom att mäta den aktuella övergångsnivån). Med en matning på 5V skulle n-faktorn bli något i stil med 0,62 och som ger f = 0,46/RC. Bara för (mycket) låga frekvenser är dessa värden någorlunda rättvisa.

 

 

 

Beräkningsexempel LADDNINGSPUMPEN

 

LADDNINGSPUMPEN

Beräkning av rippel och max last [Fig:3.8]

ENGELSK VERSION

 

In this exemplified application we have a refill each 700–1 second of the line-cap C2. The cap however is filled only half this period. We approximate this behavior with a refill by each 350–1 second. From the capacitor law U=TI/C we can calculate the load parameters. The capacitor will loose U when emptied by I during T with the capacitance C.

   The effective current for us to use must pass both capacitors C1 and C2. Capacitors in such a line means a sum corresponding to the equation for parallel resistors. The effective capacitance then becomes

 

             C          = [C1–1 + C2–1]–1

                          = [1–1 + 47µ–1]–1

                          = 46µ99

                          ~ 47µ

 

The double capacitor coupling is however more complicated than that. The capacitor energy pulling from the negative side depends on C1 while C2 is a stand-alone line capacitor.

   The maximum current is the earlier approximated 12mA. The capacitor law for C2 then yields

 

             U          = TI/C

                          = 350–1 · 12mA · 47µ–1

                          = 1,974 t5V

                          ~ 20mV

 

This will be the maximum ideal ripple factor over C2.

   Assume we allow a maximum of 1V drop from C2. As C1 is the current refilling active component we must calculate from the C1 point of view. Then we receive

 

             Imax       = UC/T

                          = 1 · 1µ · 350

                          = 0,35 mA

 

This will be the maximum available usable load current if the calculated maximum ripple 20mV is not to be exceeded.

— In testing the circuit we find that its current stability increases with increasing C1. With C1=C2=47µF we first find that the V level has extended to minus(Vcc+180mV). That is (rounded) 5V0 unloaded. In testing a load, we find a drop on the V side from –5V0 to –3V5 with a 2KΩ load resistor. The ripple from C2 was measured approximately 34mV. The linear current is 3V5/2K=1,75 mA.

In the nearest connection above this corresponds to an active capacitance of 5µF with C1=C2=47µF with a 1V drop:

(1V)(5µF)/(350–1S) = 0,00175 A.

 

 

 

RC-matematikenBASIC — ResistanserKapacitanser

 

 

RC-basics

Följande grundsamband torde vara välbekant för var och en som känner grunderna [STRÖMSTYRKA] inom elektroniken.

RESISTANSER

RESISTANSER:

 

Lika resistanser i serie summerassamma strömstyrka (I) dras genom bägge motstånden:

U          = RI = U[R1] + U[R2] = R1·I + R2·I = I(R1 + R2)       ;

R           = R1 + R2

;

Lika resistanser i parallell subtraherasinte samma strömstyrka (I) dras genom bägge motstånden:

U          = RI = R·I1 + R·I2 = R(I1 + I2)             ;

R           = U/(I1+I2) = 1/[I1/U + I2/U]               ;

R           = 1/[1/R1 + 1/R2]

;

KAPACITANSERRCbasic

KAPACITANSER:

R           = T/C   ;

 

Lika kapacitanser i serie subtraherassamma strömstyrka (I) dras genom bägge kondensatorerna:

U          = TI/C = U1 + U2        ; se Kondensatorlagen

C           = TI/(U1 + U2) = 1/[U1/TI + U2/TI] ;

C           = 1/[1/C1 + 1/C2]         ;

C1 = C2 ger C = C12/2

;

Lika kapacitanser i parallell summerasinte samma strömstyrka (I) dras genom bägge kondensatorerna:

U          = (T/C)I = T(I1 + I2)/C             ;

C           = T(I1 + I2)/U = TI1/U + TI2/U ;

C           = C1 + C2

 

 

 

OPERATIONSFÖRSTÄRKARENOP

 

| Komparatorn | Komparatorns motkopplingar| Icke inverteraren [Direktförstärkaren] | Spänningsföljaren | Inverteraren | TransResistansförstärkaren | Differentialförstärkaren [Subtraheraren] | DIREKTA Summaförstärkaren | INVERTERANDE Summaförstärkaren  |

 

För jämförande Webbreferenser, se särskilt sammanställningarna i Wikipedia

Operational amplifier applications 

http://en.wikipedia.org/wiki/Operational_amplifier_applications - Summing_amplifier

 

 

OPERATIONSFÖRSTÄRKAREN

————————————————————————————————————————————————

Konventionella termer och begrepp i komprimerad sammanfattning för Universums Historia — elektronikens grunder

 

Komparatorn [CMP]

Operationsförstärkaren i sin öppna (eng. ofta open loop), icke motkopplade (eng. feedback) kretsbild kallas komparator.

— Komparatorns kretssymbol nedan

 

KOMPARATORN

Up = U+ | Un = U

 

Up = U+ | Un = U

 

bildar grundsambandet

 

(1)         (Uut)    = A(U+ – U)    ; A anger OP:ns råförstärkning — ofta (grovt) 100.000 - 1.000.000

                          = A(Up – Un)   ;

(2)         (Uut)/A = Up – Un        ;

 

Används motkoppling via en spänningsdelare (Se Spänningsdelaren)

KompMot

KOMPARATORNS MOTKOPPLINGAR

Up = U+ | Un = U

 

(3)         Uut – Ub          = U

                                       = UR1 + UR2      ;

(4)         U/UR2               = n

                                       = R1/R2 + 1       ;

(5)         UR2                   = U/n                ;

 

(6)         U                      = nUR2              ;

 

bildar grundformen i (2) en ny uppsättning olika karaktärer av synnerlig användbarhet inom elektroniken.

— Eftersom U(R2) också har ekvivalenten [inramade blocket ovan]

 

(7)         U(R2)               = Un – Ub        ;

(8)         Un                    = U(R2) + Ub  ;

 

får man (2) på formen

 

(9)         (Uut)/A             = Up – Un       

                                       = Up[U(R2) + Ub]

                                       = Up[U/n + Ub]      ;

(10)       U/n                   = Up – Ub – (Uut)/A     ;

 

Räknas A→∞ gäller [(Uut)/A]→0, och därmed det förenklade sambandet

 

(11)       U/n                   = Up – Ub0  ;

             U                      = n(Up – Ub)  

                                       = Uut – Ub       ; se (3) ;

(12)       Uut – Ub          = n(Up – Ub)

 

Icke inverteraren [nonINV]

Med Ub=0 ges då

den

ICKE INVERTERANDE förstärkaren enligt

Up = U+ | Un = U

 

(13)       Uut                   = Upn 

                                       = Up(R1/R2 + 1)

Spänningsföljaren [voltFOW]

Är R2 mycket stor relativt R1, eller om R1 i princip är noll, gäller

spänningsföljaren

SPÄNNINGSFÖLJAREN

Up = U+ | Un = U

 

(14)       Uut                   = Up

Inverteraren [INV]

Med Up=U+=0 i (12) ges den

INVERTERANDE (elektrisk flödesomvändande) förstärkaren enligt

INVERTERAREN TransResistans/Impedans/KonduktansFörstärkaren

Up = U+ | Un = U

 

             Uut – Ub          = n(– Ub)

                                       = –Ubn             ;

             Uut                   = –Ubn + Ub

                                       = –Ub(n – 1)

                                       = –Ub(R1/R2 + 1 – 1)    ;

(15)       Uut                   = –Ub(R1/R2)

Är R1=R2 blir Uut en negativ make till Ub. EXEMPEL: Med Ub=+5V och R1=R2 visas Uut=—5V.

 

TransResistansförstärkaren [TIA]

 

TRANSRESISTANSFÖRSTÄRKAREN — TIA

Up = U+ | Un = U

TransResistansFörstärkaren omvandlar en (liten) ström till en (stor) spänning

Speciellt om Ub=UR2 ges (den inverterande)

TransResistansFörstärkaren

 

 

             Uut                   = –(Ub/R2)R1

                                       = –(UR2/R2)R1 ;

(16)       Uut                   = –R1IR2

 

Kopplingsbilden ovan benämns (i engelskan) ofta Trans Impedance Amplifier (TIA), eller Trans Resistance Amplifier (TRA).

— Speciella OP-kretsar som omvandlar spänning till ström kallas (eng) Operational Trans Conductance Amplifier (OTA).

Inverterande Summeraren [invSUM]

Inverterande Summeraren — TIA applikation

Up = U+ | Un = U

Eftersom en resistans R=U/I kan skrivas ekvivalent

 

             R          = R1 + R2 + R3 +  … + Rn

med strömmen

 

             IR          = URR–1

                          = UR(R1 + R2 + R3 +  … + Rn)–1

                          = IR1 + IR2 + IR3 +  … + IRn

                          = (U/R)1 + (U/R)2 + (U/R)3 +  … + (U/R)n

 

kan Ub och R2 i (16) sättas ekvivalent 

 

 

(17)       Uut                   = –R1 · IR2

                                       = –R1 · [(U/R)1 + (U/R)2 + (U/R)3 +  … + (U/R)n]

 

Är alla R(2)n lika (R2) gäller tydligen

 

(18)       Uut                   = –R1 · R2–1[U1 + U2 + U3 +  … + Un]

 

Är också R1=R2 gäller inverterande summeraren (inverterande summaOp)

 

 

(19)       Uut                   = –[U1 + U2 + U3 +  … + Un]

 

Icke inverterande summeraren [dirSUM]

Icke inverterande Summeraren

Up = U+ | Un = U

Wikipedias OP-applications artikel innehåller ingen beskrivning av den IckeInverterande summaförstärkaren. Det finns en annan webbreferens som visar den typen, samt en härledning,

 

MASTERING ELECTRONICS DESIGN —

The transfer function of the non inverting summing amplifier with ”N” input signals

http://masteringelectronicsdesign.com/the-transfer-function-of-the-summing-amplifier-with-n-input-signals/

 

Grundformen ges från den vanliga enkla icke inverterande förstärkaren [nonINV] med en extra tillagd spänningsdelare omkring Up;

— Med spänningsdelarens bägge ändar öppna, U1 och U2 över resp. R1 och R2, samt genom att ta spänningarna omvänt respektive från varje ändpunkt, får man i syntes och sammandrag icke inverterande summeraren

 

Direkta [Icke inverterande] summeraren med k stycken ingångar.

 

(20)       Uut                   = nUp               ; se (13), Up=U+

                                       = (Ra/Rb + 1)[(U1[R2/(R1+R2)]) + (U2[R1/(R1+R2)])]         ;

Är R1=R2 gäller

(21)       Uut                   = (Ra/Rb + 1)(1/2)[U1 + U2]     ;

Med vidare utveckling (se webbkällan ovan) ges motsvarande för k stycken lika R-ingångar

(22)       Uut                   = n(1/k)[U1 + U2 + U3 + … + Uk]       ;

 

OPdiff

Differentialförstärkaren (subtraheraren)

Up = U+ | Un = U

 

Genom

(12)       Uut – Ub          = n(Up – Ub)

 

är

             Uut                   = Ub + n(Up – Ub)

                                       = Ub + nUpnUb

                                       = UbnUb + nUp

                                       = Ub(1 – n) + nUp

med

             n                       = R1/R2 + 1

 

Kopplas Up upp mot en spänningsdelare

 

      

 

gäller genom spänningsdelaren sambandet

 

             Ua/Up              = R2/R1 + 1                  ;

             Up                    = Ua(1/[R2/R1 + 1])

                                       = Ua(R1/[R2+R1])      

                                       = Ua(1 – 1/n);

nUp      = nUa(1 – 1/n)

              = Ua(n – 1)      ;

                          Uut                   = Ub(1 – n) + nUp

                                                   = Ub(1 – n) + Ua(n – 1) 

                                                   = –Ub(n – 1) + Ua(n – 1)

                                                   = (n – 1)(U